变流器制造技术

廉价的变流器具有：串联电路，其连接在对来自整流电路(DB)的整流电压进行平滑的输入平滑电容器(Ci)的两端，串联连接开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)而成；串联电路，其连接在第1开关元件与第2开关元件的连接点和输入平滑电容器的一端之间，串联连接一次绕组(P)和第1电容器(Cri)而成；控制电路(1)，其使第1开关元件和第2开关元件交替地导通截止；整流平滑电路(D1、Co)，其对在二次绕组(S1)中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第2电容器(Crb)，其连接在一次绕组与第1电容器的连接点和交流电源(AC)的一端之间。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及具有功率因数改善功能的变流器。
技术介绍
图1示出相关变流器的电路结构图。图1所示的变流器由进行功率因数改善的 PFC部A和利用变压器电绝缘地变换电压的DC-DC变流器部B构成。PFC部A对来自交流电源AC的交流电压进行整流，利用升压斩波电路对开关元件Qp进行导通截止控制，以使成为波形与输入电压相同的输入电流，并且，将PFC部A的输出电压Vp控制为恒定值。DC-DC 变流器部B将PFC部A的输出电压Vp向任意的输出电压Vo进行绝缘变换。作为DC-DC变流器部B例如采用半波整流型电流谐振变流器。上述变流器如下进行动作。交流电源AC的正弦波电压经由滤波电路FL通过桥式整流器DB进行整流，对升压斩波电路提供全波整流波形。升压斩波电路由变压器结构的电抗器Ll的绕组附、MOSFET组成的开关元件Qp以及整流二极管Dp构成。首先，设置触发器FF，开关元件Qp根据图2所示的栅极波形(信号)而导通，电流顺时针流过沿着AC、FL、DB、Ll的Nl、Qp、R5、DB、FL、AC延伸的路径，在电抗器Ll中积蓄能量。如图2所示，利用开关电流检测用电阻R5检测开关电流作为电压VR5，并通过比较器 C0MP2与目标值VM进行比较。当开关电流达到目标值VM时，触发器FF复位，开关元件Qp截止。当开关元件Qp 截止时，利用电抗器Ll中积蓄的能量与从交流电源AC供给的电压的合成，通过整流二极管 Dp对PFC部A的输出电容器Ci进行充电。向PFC部A的输出电容器Ci输出比供给的正弦波电压的峰值高的电压。利用电阻R6、R7检测PFC部A的输出电容器Ci的电压VpjlJ 用运算放大器OTA比较电压Vp和第2基准电压ES2，向乘法器MUL提供利用电阻R6、R7检测出的电压Vp与第2基准电压ES2的误差信号。乘法器MUL将利用电阻Rl、R2检测出的全波整流波形与上述误差信号相乘，将相乘输出作为开关电流的目标值VM提供给比较器 C0MP2。当电抗器Ll的能量释放结束时，临界检测用绕组N2的电压VN2如图2所示反转。 比较器COMPl对电压VN2和第1基准电压ESl进行比较，设置触发器FF。由此，开关元件 Qp再次导通。以后通过反复该动作来生成开关元件Qp的控制信号，将PFC部A的输出电容器Ci的电压Vp保持为恒定，同时输入电流成为追随输入电压波形的正弦波电流波形。PFC 部A的输出电容器Ci的电压Vp成为DC-DC变流器部B的直流电源。图3示出DC-DC变流器部B的控制电路1的一例。控制电路1如下进行动作。图 4示出DC-DC变流器部B的控制电路1的各部的波形。首先，从振荡器OSC向由单触发多谐振荡器构成的单触发电路OST输出脉冲(图4 所示的OSC输出)。单触发电路OST利用来自振荡器OSC的脉冲来输出固定脉冲宽度的脉冲(图4所示的OST输出)。向死区时间生成器DTl输出该具有固定脉冲宽度的脉冲。因此，在脉冲的上升沿时附加死区时间(图4所示的DTl输出)。同时，利用反转电路INV来反转单触发电路OST的输出(图4所示的INV输出)， 输出至死区时间生成器DT2。死区时间生成器DTl的输出经由缓冲电路BUFl成为低侧开关元件Ql的驱动信号。死区时间生成器DT2的输出(图4所示的DT2输出)利用电平移动电路LES变换成电位不同的电平，经由缓冲电路BUF2成为高侧开关元件Q2的驱动信号。 振荡器OSC的振荡频率利用反馈(FB)端子的流出电流进行控制，当反馈端子电流IFB变大时频率上升。由MOSFET构成的开关元件Ql和开关元件Q2具有规定的死区时间，交替地进行导通截止。图5A、5B示出DC-DC变流器部B的各部的波形。当开关元件Q2导通时，电流IQ2顺时针流过沿着Ci、Q2、Lr、P、Cri、Ci延伸的路径。此时的电流波形由电流谐振电容器Cri与(Lr+Lp)的谐振频率支配。这里，Lp是变压器Ta的一次侧绕组P的电感。可确认此时的谐振频率比开关频率充分低，且正弦波的一部分为三角波状(参照图5的IQ2)。该电流也是变压器Ta的一次绕组P的励磁电流。接着，当在开关元件Q2的流过电流的期间开关元件Q2截止时，开关元件Ql与开关元件Q2的两端电压为电压谐振电容器Crv与电流谐振电容器Cri的合成值和变压器Ta 的一次绕组P的电感Lp与漏电感Lr的合成值的电压模拟谐振波形。根据Crv<<Cri的关系，此时的谐振频率由电压谐振电容器Crv支配。流向开关元件Q2的一次绕组P的励磁电流向开关元件Ql的寄生二极管转流。在开关元件Ql的两端电压VQl达到零后开关元件Ql导通。由此，可构成零电压开关。然后， 向开关元件Ql转流的电流IQl减少，极性反转并流向开关元件Ql的MOSFET部。由此，电流IQl逆时针流过沿着Cri、P、Lr、QU Cri延伸的路径。此时的电流波形流过谐振频率最高的电流谐振电容器Cri与漏电感Lr的谐振频率的谐振电流和变压器Ta的一次绕组P的励磁电流的合成电流。谐振电流经由变压器Ta的二次绕组Sl-输出整流二极管Dl提供给输出电容器Co和负载。在使流向二次侧的谐振电流是零并且仅为励磁电流后，开关元件Ql 截止。当开关元件Ql截止时，开关元件Ql与开关元件Q2的两端电压成为电压谐振电容器Crv与电流谐振电容器Cri的合成值和变压器Ta的一次绕组P的电感Lp与漏电感Lr 的合成值的电压模拟谐振波形。根据Crv << Cri的关系，此时的谐振频率也由电压谐振电容器Crv支配。流向开关元件Ql的一次绕组P的励磁电流向开关元件Q2的寄生二极管转流。在开关元件Q2的两端电压VQ2达到零后，开关元件Q2导通。由此，可成为零电压开关。然后，向开关元件Q2转流的电流IQ2减少，极性反转并流向开关元件Q2的MOS-FET部。 以后，反复该动作。开关元件Ql和开关元件Q2具有死区时间，交替地进行导通截止。开关元件Ql以导通时的谐振电流为零的导通宽度导通，由此能够大致成为零电流开关。即，通过使开关元件Ql的导通时间固定，开关元件Q2的导通时间可变，调节电流谐振电容器Cri的充电电压，控制输出电压Vo。但是，作为控制电路1的一例在图3中示出低侧导通宽度固定、高侧导通宽度可变的PWM控制电路。与此相对，作为控制电路1的另一例在图6中示出频率固定的PWM控制电路的一例。该频率固定的PWM控制电路使开关频率恒定，控制低侧开关元件与高侧开关元件的导通截止比率。图6所示的频率固定的PWM控制电路由振荡器PW0SC、反转电路INV、死区时间生成器DT1、DT2、电平移动电路LES、缓冲电路BUFl、BUF2构成。如果低侧开关元件的导通宽度与谐振期间处于适当的范围内，则能够与图3同样地进行使用。其可利用廉价的PWM控制电路。图7示出频率固定的PWM控制电路的各部的波形。在日本专利公开公报特开2005-287257号公报中例示出相关的PWM控制电路。但是，近年来，已经制定了限制流向商用交流电源线的高次谐波电流的规格，具有国际规格的IEC61000-3-2等。为了减少高次谐波电流，使输入电流波形接近正弦波是重要的，一般情况下通过改善输入功率因数来减少高次谐波电流。图1所示的相关变流器与其相对应，在DC-DC变流器部B的前级设置有有源滤波本文档来自技高网...

【技术保护点】
１．一种变流器，该变流器具有：整流电路（ＤＢ），其对交流电源的交流电压进行整流；输入平滑电容器（Ｃｉ），其对来自上述整流电路的整流电压进行平滑；第１串联电路，其连接在上述输入平滑电容器的两端之间，串联连接第１开关元件（Ｑ１）和第２开关元件（Ｑ２）而成；第２串联电路，其连接在上述第１开关元件与上述第２开关元件的连接点和上述输入平滑电容器的一端之间，串联连接变压器的一次绕组（Ｐ）和第１电容器（Ｃｒｉ）而成；控制器（１），其使上述第１开关元件和上述第２开关元件交替地导通截止；整流平滑电路（Ｄ１、Ｃｏ），其对在上述变压器的二次绕组（Ｓ１）中产生的高频电压进行整流平滑，取出直流输出电压；以及第２电容器（Ｃｒｂ），其连接在上述变压器的一次绕组与上述第１电容器的连接点和上述交流电源的一端之间。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：臼井浩，
申请(专利权)人：三垦电气株式会社，
类型：发明
国别省市：JP