在多赫蒂放大器（１００）中，放大器的输入端经由第一支路连接到主器件（１０２）并经由第二支路连接到峰器件。第一支路具有包括第一实部和第一虚部的频率相关的第一输入阻抗。第二支路具有包括第二实部和第二虚部的频率相关的第二输入阻抗。第一和第二虚部具有相反的极性。第一和第二虚部具有相同的幅度以在频带中互相补偿。第一虚部和第二虚部分别在第一支路中实现第一相移和在第二支路中实现第二相移。第一和第二相移每一个都在所述频带的实质中部具有实质为４５度的幅度并且具有相反极性。主器件（１０２）和峰器件（１０４）的输入信号的相位差在整个频带中保持很大程度的恒定。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及一种包括在频带中使用的多赫蒂放大器(Doherty amplifier)的电子 电路。
技术介绍
经典多赫蒂放大器具有两个并联布置并具有相同功率容量的放大器件。第一个器 件(主级)以AB类放大器方式工作，而第二个器件(峰级)以C类放大器方式工作。这些 器件在其输入端以及其输出端都以90°相移网络进行分隔。输出相移网络具有必须等于主 级的最优负载阻抗Rta的特定的特性阻抗Ztlt5相移输出网络也被称为“阻抗变换器”或“多 赫蒂组合器”。多赫蒂组合器进行如下工作a)组合两个输出信号，b)校正两个输出信号之 间的相位差，和c)向主级的输出端提供一个任何时刻都具有多赫蒂放大器输出端处存在 的负载阻抗的倒数值的负载阻抗。当多赫蒂输入功率水平保持在最大值的0. 25以下(或 比最大值低6dB)时，峰级保持不启动。由于阻抗互为倒数，所以主级工作在比最优负载高 一倍且等于Rta = 2Z0的负载之下。这允许更高的主级功率效率，并且也就允许更高的多赫 蒂放大器功率效率。在主级输出端处的双倍负载有可能为多赫蒂放大器的输出负载R111的 适当布置，在经典的情况下，为R111 = 1/2Z0 = l/2RLffl,并且被输出相移网络转换为= 2RLffl =41^。当多赫蒂放大器的输入信号达到特定功率水平(对于经典多赫蒂放大器而言理想 的是比峰值功率水平低6dB)时，主级的输出电压达到带来最大功率效率的最大RF电压幅 度，并且随后峰级被启动并负责放大。在该阈值功率水平以上，从主级方面来看负载阻抗开 始随增加的功率水平而逐渐地降低，直到达到其最优值Ztl，该最优值出现在多赫蒂放大器 的峰值功率水平处。多赫蒂放大器由于其简单以及其操作仅涉及模拟信号处理技术这一事实而成为 用于半导体器件集成的非常有吸引力的候选。但导致以下代价多赫蒂放大器的开发需要 非常精确的设计，并且即使对于RF(射频)电路的资深设计者也是真正的挑战。多赫蒂放 大器中包括的部件的电参数，例如陶瓷电容器和它们在印刷电路板(PCB)上的位置，必须 以远小于传统功率放大器所需的容差来精确地限定。同样，由于机械容差，主器件的地触点 和峰器件封装的地触点、以及它们在PCB的输入微波传输带线路与输出微波传输带线路之 间的位置，都复制不够精确，并且增加了两个放大支路之间的相移不一致性和阻抗匹配不 一致性。结果，多赫蒂放大器参数值的准确度受到不利影响，导致生产线的较低产量。这个 问题可以通过几个途径解决。第一个传统方法是在生产线上对多赫蒂放大器缓慢调节，这 很费时并且需要资深的电气工程师和工作员，因此成本高。第二个方法是涉及良好电气建 模的精确设计和采用具有低容差的部件来实施，这也增加了生产成本。相应地，如果集成， 上述涉及电气和机械容差的问题将会减小，多赫蒂放大器的优势在于大批量生产中更一致 的性能和更低价格。于是，集成的多赫蒂放大器的质量主要取决于使部件的参数值扩展最 小化的适当设计以及取决于其部件之间的寄生电磁耦合。保证良好多赫蒂性能的非常普遍的要求是精确的输入功率控制，其包括对提供到主器件和峰器件的输入端的输入信号的幅度和相位的控制。由于工作为C类放大器的峰级 的非线性，结果使这一要求变得复杂，C类放大器可以描述为具有输入阻抗和输出阻抗与功 率相关的特征。主器件或峰器件的输入阻抗Zin对功率的相关性可以表达为图2a的公式 (201)。在公式(201)中，gm(Vgs)是作为RF栅源电压Vgs的函数的器件的跨导；Cgs是作为 RF栅源电压Vgs的函数的器件的输入电容；LS是器件的共源级电感；Rg是栅极电阻。考虑到 器件的跨导，注意在C类器件工作中跨导从零变化到其最大值，从而对Zin的总值有强大影 响。输入阻抗对功率的相关性要求输入网络的准确设计，或者主器件的输入端口与峰器件 的输入端口之间的良好隔离。为此，通常使用混合耦合器(hybrid coupler)。然而，这种通 过分布传输线路或通过集总电容器和电感器元件的方式而实现的混合耦合器，由于所需空 间的缺乏以及尤其由于在例如硅LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)技术中的导致高功 率损失的半导体基底的属性，而难于在MMIC(单片微波集成电路)中实现。图1是以LDMOS工艺制造的已知多赫蒂单元100的电路图。可以通过多个这样的 单元并联布置的阵列来将这样的单元用作产生高功率多赫蒂放大器的构件块。单元100包 括并联布置在输入端106与输出端108之间的主器件(或放大器，或级)102和峰器件 (或放大器，或级)104。输入端106经由包括了电容110、电感112、电容114和主器件 102的输入电容115的输入网络耦接到主放大器102的输入端。输入端106经由包括了电 感116、电感118、电容120和峰器件104的输入电容121的输入网络耦接到峰放大器104 的输入端。电容115和121由器件102和104各自的栅源电容形成。这些输入网络的组合 作为低通滤波器来工作，并且为需要90°相移信号的主器件和峰器件提供输入匹配，以及 提供功率分配。输入网络的组合也被称为“输入组合器”，本文以数字119称呼。该已知输 入组合器的缺点是窄带相位特性，其中相移必须处在70° -110°范围内。可以通过引入损 耗来将该频带增加10% _15%，但代价是多赫蒂放大器100的总功率增益。主放大器102和峰放大器104的输出端经由包括了电容122、电感124和电容126 的输出网络(或“输出组合器”)125耦接到输出端108。电容122和126分别由放大器102 和放大器104的寄生漏源电容Cds形成。主器件102的输出端经由电感123和电容127的 串联布置耦接到信号地。类似地，峰器件104的输出端经由电感129和电容131的串联布 置耦接到信号地。这些串联布置便于对主器件102和峰器件104进行DC偏压，允许宽带视 频解耦，或者所谓的“扼流器(chock)”。这种视频解耦通过在调制频率处提供非常低或者 可忽略的阻抗并且在载波/RF频率处提供非常高的阻抗，或实际上的“开路”，防止了 RF信 号泄漏到电源网络。以当前半导体技术制造的集成多赫蒂放大器非常适合用于在1900MHz范围中工 作的PCS (个人通信服务)以及处于1. 8GHz-2. 2GHz范围内的W-CDMA(宽带码分多址)的 频率范围内的移动通信装置。通过考虑电容122和126以及电感124的低通C-L-C输出网 络可以看出这一点。该输出网络用作集成对称多赫蒂放大器的输出组合器。对多赫蒂输出 网络的公知基本要求是，其提供特定的特性阻抗Ztl的四分之一波长传输线路的功能。将Ztl 的值选择为多赫蒂放大器的主放大器级的最优负载电阻礼。集总C-L-C网络如果适当地构 建则等价于阻抗变换器，以遵从图2b的表达式(202)、(204)、(208)和(210)。适当地构建 之后，C-L-C网络提供90°相移的信号并具有特性阻抗Ztl，允许达到高于多赫蒂放大器工 作带宽20%的带宽。这要求电容值Cds和电感值Ltl必须满足图2的表达式(202)，其中ω是载波或RF信号的角频率。为了在GHz范围内工作，以合适的半导体技术(例如LDM0S) 来制造多赫蒂放大器。例如，在本文档来自技高网...
【技术保护点】
１．一种包括用于频带中的多赫蒂放大器（１００；５００）的电路，其中：所述多赫蒂放大器包括：用于接收输入信号的输入端（１０６），用于提供输出信号的输出端（１０８），主器件（１０２）和峰器件（１０４）；和输入组合器（１１９），其将所述输入端连接到所述主器件的输入节点以及连接到所述峰器件的输入节点；所述输入组合器包括：处在所述输入端与所述主器件的输入节点之间的第一支路（１１０，１１２，１１５；５１６，１１８，１１５），用以实现从所述主器件的输入节点看去具有第一实部和第一虚部的频率相关的第一输入阻抗；处在所述输入端与所述峰器件的输入节点之间的第二支路（１１６，１１８，１２１；５０２，１１２，１２１），用以实现从所述峰器件的输入节点看去具有第二实部和第二虚部的频率相关的第二输入阻抗；所述第一虚部和第二虚部具有相反极性；所述第一虚部和第二虚部具有实质相同的幅度用以在所述频带中进行实质的相互补偿；所述第一虚部和所述第二虚部分别在所述第一支路中实现第一相移以及在所述第二支路中实现第二相移；和所述第一相移和第二相移每一个都在所述频带的实质中部具有实质为４５度的幅度并且具有相反极性。
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：伊戈尔·布莱德诺夫，
申请(专利权)人：意法爱立信有限公司，
类型：发明
国别省市：CH
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