本发明专利技术旨在于实现在非互补DCM模式不对称半桥反激变换器中加入原边反馈的控制方式；工作于非互补DCM模式下的不对称半桥反激变换器，在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位。此时，原边电感、谐振电容、漏感、MOS管漏源极之间寄生电容开始谐振；起振瞬间，MOS管漏源极之间电压形成“拐点”，原边电感两端电压反映输出端的电压变化，辅助绕组两端电压变化类似，因同名端绕向关系，起振方向与原边电感两端电压方向刚好相反，如果通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，可以实现对输出电压的检测与控制。与现有技术相比，本发明专利技术能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关(ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整机体积。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术属于电能转换装置开关变换器，特别涉及不对称半桥式反激变换器及其反 馈控制技术。
技术介绍
随着科技的发展，某些电源需要可调节的充电电流和输出电压，在需要精准的输 出电压时采用副边反馈（常用光耦+TL431的反馈、控制方法）即输出端反馈，等效于在副 边增设电流检测电路。该方案能够保证较高的输出电压精度，但产品设计难度较大，成本 高，隔离耐压强度低，缺点显而易见。 近些年来，集娱乐、通信等功能的智能手机、IPAD等电子设备风靡全球。该类设备 都采用蓄电池供电，为给蓄电池充电，需外配一个AC/DC充电器。受体积、成本要求，AC/DC 充电器常采用反激变换器原边反馈技术。而原边反馈只需要采集电源原边信号，就可以实 现对输出电压和输出电流进行精密控制（电路如图1所示，该方案为现有公知技术，此处不 再详细介绍）而无需副边反馈电路，去掉了光耦等元器件，电路简单，成本较低。目前，众多 半导体公司均推出了反激原边反馈控制1C，如德州仪器推出UCC28700控制器等。该方案存 在明显缺点，如普通反激原边反馈变换器其开关管工作于硬开关状态，开关损耗较高，难以 进一步提高开关频率，不符合未来适配器产品高频化、小型化的要求；其次该变换器能效受 漏感影响较大，当变压器漏感较大时其能效表现极差，甚至不能实现稳态工作；第三，变换 器绕组圈数多，不容易实现较高隔离的耐压要求。 实验证明，对于反激变换器，在同等条件下，其变压器原、副边绕组之间的隔离电 容越小，则原副边之间的隔离耐压耐压越高，但减小原、副边隔离电容常用措施包括采用分 槽骨架绕制变压器，原、副边绕组之间垫加绝缘胶带；这两种方法同时降低了原、副边绕组 之间的耦合度，增加反激变压器原、副边之间的漏感。漏感太大带来的直接不利影响包括： 1)普通反激变换器原边反馈控制会受到漏感影响，变换器较难实现稳态工作；2)漏感越 大，相应的漏感能量越大，对于普通原边反馈的反激变换器来讲，这部分能量全部被损耗， 样机的效率较低。 工业、电力转换等领域常通过驱动IGBT来实现电机的变频等控制方式，众所周 知，IGBT需要专用驱动器来实现通、断控制，同样，该控制器需要专用供电电源，对该供电电 源要求的技术指标包括：（1)隔离耐压等级较高，隔离变压器原、副边之间漏电流要小；（2) 输出电压精度要高，尤其是对于未来的SIC驱动器，要求在5%以内；（3)多路输出，要求交 叉调整率较高，最好能够实现原副边开环控制。线电压调整率、负载调整率、满足苛刻的隔 离耐压要求、交叉调整率，多路输出必然要考虑交叉调整率问题、容性负载能力、短路、欠压 保护功能、隔离电容（间接指标，为满足隔离耐压要求而必须考虑的参数）、成本（性价比优 良）。 为实现输入、输出之间较高的隔离耐压，现有IGBT驱动电源多采用开环方案，而 开环方案最直接的缺点包括：空载时输出电压偏尚，负载调整率差；输出电压随输入电压 的变化而变化，线电压调整率较差。 其它驱动电源方案包括两级式架构，第一级实现隔离、降压，第二级实现稳压，该 方案能够实现较高的隔离耐压等级，良好的线电压调整率，较高的输出电压精度，但该方案 缺点同样显而易见，方案复杂，设计难度大；元器件数目多，成本难以接受。
技术实现思路
有鉴如此，为了应对上述挑战，本专利技术提供能够保证变换器较高的输出电压精度、 线性调整率以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关（ZVS)，提高变换器工 作频率、效率，进而减小整机体积；且较少的原边绕组匝数能够降低变压器原、副边之间的 耦合电容，提升变换器原、副边之间的隔离耐压强度的不对称半桥式反激变换器的反馈控 制方法。 本专利技术还提供能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率以及负载调整 率；同时，能够实现原边开关管零电压开关（ZVS)，提高变换器工作频率、效率，进而减小整 机体积的不对称半桥反激变换器的控制方法。 与此相应，本专利技术还提供能够能够保证变换器较高的输出电压精度、线性调整率 以及负载调整率；同时，能够实现原边开关管零电压开关（ZVS)，提高变换器工作频率、效 率，进而减小整机体积的不对称半桥反激变换器的反馈电路，及基本该反馈电路的不对称 半桥反激变换器。 就方法主题而言，本专利技术提供一种不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法，包 括如下步骤，所述反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反 馈控制方式，所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在反激变换器的主功率 M0S管QH、钳位M0S管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放， 不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位M0S管QL再次导通为止的模式；起振 瞬间，反激变换器的主功率M0S管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点；再通过原边反 馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检 测与控制。 优选的，所述非互补DCM模式控制的基础上加入原边反馈控制方式的具体步骤如 下，在T0-T1阶段，M0S管QL导通，整流二极管D1正向导通，漏感能量和隔直电容C3上面的 能量通过正激过程传递到副边，励磁电流Ilm负向线性上升；同时，原边电流Ic进入负向； T1-T2阶段，M0S管QH、QL均处于关断状态，M0S管QL管的漏源极间电压达到最高，M0S管 QH管的漏源极间电压被抽到零电压；T2-T3阶段，M0S管QH导通，M0S管QL继续保持关断状 态，输入端的能量通过QH回路给变压器激磁；T3-T4阶段，M0S管QH、QL均处于关断状态， 漏感与变压器原边励磁电感均需要续流；T4-T5阶段，变压器原边存储的能量向副边释放， 励磁电流线性下降，原边漏感电流续流，到达T5时刻的时候，原边电流变为零；T5-T6阶段， 变压器继续向副边提供能量，励磁电流继续线性下降，M0S管QH、QL两管的漏源极电压保持 不变，副边整流二极管D1继续导通，T6时刻励磁电流复位到零，整流二极管D1的电流自然 下降到零；在原边励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；T6-T7阶段， 原边电感、漏感、M0S管QH漏源极之间寄生电容及M0S管QL漏源极之间寄生电容开始谐 振；起振瞬间，MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点；MOS管QH和MOS管QL漏 源极间结电容相串联，然后与输入端并联，即谐振时候两管结电容电压之和等于输入电压； T7时刻M0S管QL开启，这样就完成一个周期，继续返回T0-T1阶段，重复下一周期的工作过 程。 就方法主题而言，本专利技术还提供一种不对称半桥式反激变换器的控制方法，包括 上述的反馈控制方法，其中，通过原边绕组与副边绕组、辅助绕组的耦合关系，建立所述反 馈控制方法对输出电压的控制，即通过原边电感两端电压与副边输出电压Vout成匝比关 系，辅助绕组两端电压Vpl2与副边输出电压Vout成匝比关系，选定原边绕组数Npl、副边绕 组数Nsl、辅助绕组数Npl2及电路的电阻R3、电阻R4的阻值，就可以通过原边反馈控制保 证输出电压不变。 优选的，所述不对称半桥式反激变换器的控制方法，其中所述选定原边绕组数Npl、 副边绕组数Nsl、辅助绕组数Npl2及电路的电阻R3、电阻R本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种不对称半桥式反激变换器的反馈控制方法，包括如下步骤，所述反激变换器工作于非互补模式，并在非互补模式的基础上，加入原边反馈控制方式，所述非互补模式，是工作在原边电感电流断续条件下，在反激变换器的主功率MOS管QH、钳位MOS管QL关断期间，自原边电感励磁能量复位完成瞬间，原边电感被释放，不被输出端钳位；此时，原边电路开始谐振，直至钳位MOS管QL再次导通为止的模式；起振瞬间，反激变换器的主功率MOS管QH的漏源极之间电压迅速下降，形成拐点；再通过原边反馈的辅助绕组检测所述拐点，并将所述拐点信息传递至控制器，用以实现对输出电压的检测与控制。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：金若愚，周耀彬，王志燊，
申请(专利权)人：广州金升阳科技有限公司，
类型：发明
国别省市：广东;44
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