一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法技术

本发明专利技术提供了一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法，通过负载检测电路检测不对称半桥反激变换器的负载信号，将其与设定的负载点进行比较，并将比较结果形成反馈信号同时输出给驱动控制模块和主控制芯片；主控制芯片输出PWM信号给驱动电路，驱动电路输出两路信号，即主开关管驱动信号和驱动电压信号，主开关管驱动信号驱动主开关管的开通和关断，驱动电压信号输入到驱动控制模块；驱动控制模块接收到驱动电压信号和反馈信号后，输出第一驱动信号或第二驱动信号来控制箝位开关管的导通和关断。本发明专利技术控制方法和控制电路简单可靠、易实现，可以解决不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时损耗大的问题，提高轻负载效率。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种不对称半桥反激变换器及其驱动控制方法。
技术介绍
随着电力电子领域的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率开关变换器采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率变换器的效率和体积。为了满足功率变换器小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。“软开关”是指零电压开关或零电流开关，它是利用谐振原理，使开关变换器的开关管电压(或电流)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通(或电流自然过零时，使器件关断)，实现开关损耗为零，从而提高变换器的效率和开关频率，减小变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够实现功率变换器的小型化、模块化等，但是，很多电路如LLC，电路变得非常复杂，使得中小功率的变换器的成本增加，往往不利于商业竞争。而不对称半桥电路在和普通反激电路的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个开关管的零电压开通，回收漏感能量，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。目前常规的不对称半桥反激变换器的电路图如图1-1和1-2所示，其中图1-1中上管QH为主开关管，下管QL为箝位开关管；图1-2中上管QH为箝位开关管，下管QL为主开关管，两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同而已。以图1-1为例，其稳态的工作波形如图2-1所示，VgsH和VgsL分别为上管QH和下管QL的驱动电压信号波形；Ic是流过谐振电容Cr的电流波形，同时也是流经变压器原边绕组的电流波形；ILm为流经激磁电感Lm的激磁电流波形，除了虚线部分以外，激磁电流波形和谐振电容的电流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分别为上管QH和下管QL的漏极到源极的电压信号波形。假设主管QH的驱动信号VgsH的占空比为D，则箝位管QL的驱动信号VgsL的占空比为(1-D)，为避免主管QH和箝位管QL共通，需要留有一定的死区时间；开关周期为Ts；变压器的原边绕组可等效为漏感Lr和激磁电感Lm两部分。这种控制方式因上下开关管的驱动电压信号是互补的，即若上开关管(或称为上管)驱动电压信号VgsH的占空比为D，则下开关管(或称为下管)驱动电压信号VgsL的占空比为(1-D)，其中上管驱动电压信号VgsH的占空比D等于上管的导通时间与开关周期Ts之比，变压器激磁电流ILm是一个连续的波形；又由于上管的占空比D不随着负载大小的变化而变化，而变换器在轻负载和空载时，变压器只需传递很少的能量至输出端即可实现输出电压的稳定，但轻载时下管的导通时间与满载时的导通时间相比几乎不变，则谐振电容Cr在下管整个导通时间内对变压器去磁，这个去磁过程可等效为一个假负载在持续消耗激磁能量，因此在轻载和空载时变压器原边峰值电流仍然会很大，大量的能量在谐振回路中被消耗，导致变换器在轻负载时的损耗大大增加，大大降低了轻载效率并增加了空载功耗。本文所述的轻载(或轻负载)是指50％以下的负载；本文所述的空载功耗是指变换器的输出端空载时其输入端的功耗。现有的另一种控制方法针对上述控制方式进行了改进：仍以图1-1所示的电路为例，当不对称半桥反激变换器的输出负载较重时，控制不对称半桥反激变换器进入互补工作模式，这种互补工作模式是由两个互补的第一驱动信号和第二驱动信号控制主开关管(或主管)和箝位开关管(或箝位管)的工作模式，即第一驱动信号驱动主开关管的占空比为值D，则第二驱动信号驱动箝位开关管的占空比为值(1-D)，这种互补工作模式的稳态工作波形如图2-1所示；当不对称半桥反激变换器的输出负载较轻时，则控制不对称半桥反激变换器进入非互补工作模式，此种非互补工作模式是由两个非互补的第三驱动信号和第四驱动信号控制主开关管和箝位开关管的工作模式，即第三驱动信号以一固定脉宽信号驱动箝位开关管的关断，第四驱动信号以延时一个第三驱动信号的固定脉宽和一个死区时间的时长后产生的固定脉宽信号驱动主开关管的关断，在主开关管关断且箝位开关管未开启之前，变压器的漏感及激磁电感的能量经箝位开关管和主开关管的体二极管或结电容形成漏感谐振回路和变压器谐振回路，直至箝位开关管再次开启，谐振结束，再重新开始新的周期，这种非互补工作模式的稳态工作波形如图2-2所示，现有的这种控制方法可在一定程度上降低部分空载功耗和提高轻负载效率，但存在如下问题：(1)因主开关管导通过程中变压器激磁和储能，箝位开关管导通过程中变压器向副边传输能量，而轻负载时，主开关管和箝位开关管的导通时间都固定不变，主开关管的占空比是一个固定值，那么当输入电压或输出负载变化时，变换器的输出电压会随之变化甚至无法实现稳压。例如，若输入电压升高，则变压器原边激磁电流增大，变压器储能增加；则箝位开关管导通过程中，若要维持伏秒平衡，变压器向副边传输的能量必然增多，导致输出电压升高；(2)轻负载时，主开关管关断后变压器原边激磁电感Lm被变压器副边折射到原边的电压(NVo)箝位，在主开关管关断的很长一段时间内箝位开关管仍未开通，则变压器原边漏感Lr、谐振电容Cr会通过箝位开关管QL的体二极管进行谐振，如图2-2中t1～t2时间段所示，谐振能量在箝位开关管QL的体二极管中消耗，导致损耗增加、效率降低；(3)变换器输出轻载时，主开关管关断而箝位开关管也还未导通的很长一段时间内，因变压器原边漏感Lr会与谐振电容Cr或者与上下两只开关管的结电容进行谐振，导致激磁电流ILm与谐振电流Ic并不相等，从而导致副边二极管长时间导通，如图2-2中t1～t3时间段所示，能量在副边二极管中消耗，使得轻载损耗增加；(4)变换器输出负载更轻或者空载时，主开关管关断而箝位开关管也还未导通的很长一段时间内，变压器原边激磁电流ILm下降，导致变压器原边漏感Lr和谐振电容Cr通过箝位开关管QL的体二极管或者主开关管QH的体二极管进行循环谐振，能量在上下两只开关管的体二极管中消耗，使得空载功耗仍然较大。所以，针对上述不对称半桥反激变换器及其控制方法存在的明显缺点，本专利专利技术人对不对称半桥反激变换器进行深入分析，本专利技术由此产生。
技术实现思路
有鉴于此，本专利技术要解决上述不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时损耗大的问题，提供一种降低不对称半桥反激变换器在输出轻负载和空载时的损耗的驱动控制方法和不对称半桥反激变换器，该不对称半桥反激变换器电路结构简单，空载时输出电压纹波小，容易实现与实用化。本专利技术的第一个目的，是提供一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，包括如下步骤：判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；如果是，则通过驱动控制模块减小嵌位开关管在每个开关周期内的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，使得主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；使主开关管和箝位开关管工作在非互补工作模式，所述的非互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和不等于1；如果不本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；如果是，则通过驱动控制模块减小嵌位开关管在每个开关周期内的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，使得主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；使主开关管和箝位开关管工作在非互补工作模式，所述的非互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和不等于1；如果不是，则通过驱动控制模块，使主开关管和箝位开关管工作于互补工作模式，所述的互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和等于1。

【技术特征摘要】
1.一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否低于设定的负载点；如果是，则通过驱动控制模块减小嵌位开关管在每个开关周期内的导通时间，并控制箝位开关管的导通时间随不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大，使得主开关管的导通时间也随着不对称半桥反激变换器的输出负载的减轻而减小，并随不对称半桥反激变换器的输出负载的增加而增大；使主开关管和箝位开关管工作在非互补工作模式，所述的非互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和不等于1；如果不是，则通过驱动控制模块，使主开关管和箝位开关管工作于互补工作模式，所述的互补是指主开关管和嵌位开关管的驱动电压信号的占空比之和等于1。2.根据权利要求1所述的一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：当检测到不对称半桥反激变换器的负载信号低于设定的负载点时，降低不对称半桥反激变换器的工作频率。3.根据权利要求2所述的一种不对称半桥反激变换器的驱动控制方法，其特征在于：可以通过外围电路降低主控制芯片的工作频率，进而降低不对称半桥反激变换器的工作频率。4.一种不对称半桥反激变换器，使用了上述驱动控制方法，包括反激电路，所述的反激电路包括主开关管和箝位开关管，其特征在于：所述的不对称半桥反激变换器还包括检测控制电路，所述的检测控制电路包括主控制芯片、驱动电路、驱动控制模块和负载检测电路；负载检测电路检测不对称半桥反激变换器的输出负载，比较不对称半桥反激变换器的输出负载信号是否低于设定的负载点，并将比较结果形成反馈信号同时输出给驱动控制模块和主控制芯片；主控制芯片输出PWM信号给驱动电路，驱动电路输出两路信号，即主开关管驱动信号和驱动电压信号，主开关管驱动信号驱动主开关管的开通和关断，驱动电压信号输入到驱动控制模块；驱动控制模块接收到驱动电压信号和反馈信号后，输出第一驱动信号或第二驱动信号来控制箝位开关管的导通和关断。5.根据权利要求4所述的一种不对称半桥反激变换器，其特征在于：所述的主控制芯片包括VCC脚、PWM信号输出引脚、主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚和GND脚；VCC脚用于连接供电电源，GND脚接输入地，PWM信号输出引脚用于输出PWM信号，主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚连接负载检测电路的输出端的反馈信号；所述的驱动电路包括输入端、第一输出端和第二输出端，驱动电路的作用是：输入端接收到PWM信号后，经过转换，分别通过第一输出端和第二输出端输出主开关管驱动信号和驱动电压信号，所述的主开关管驱动信号与所述的PWM信号完全相同，所述的驱动电压信号与PWM信号互补；所述的驱动控制模块包括第一比较器、第二比较器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、第一MOS管；第一电阻的第一引脚连接驱动电路的第二输出端，第一电阻的第二引脚连接第一电容的第一引脚，第一电容的第二引脚连接输入地；第一电容的第一引脚同时还连接第一二极管的阳极、第二电阻的第一引脚和第一比较器的同向输入端；第一二极管的阴极连接驱动电路的第二输出端；第二电阻的第二引脚连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接第一比较器的输出端；同时，第一比较器的输出端还连接第一MOS管的栅极，第一MOS管的源极连接输入地，第一MOS管的漏连接第三电阻的第一引脚，同时还连接第四二极管的阳极；第三电阻的第二引脚连接第四二极管的阴极，同时还连接至驱动电路的第二输出端；第二比较器的反向输入端连接主控制芯片内部的误差比较放大器的输出引脚，第二比较器的同相输入端连接基准电压；第一比较器的反向输入端还连接到第二比较器的反向输入端，第一比较器的输出端连接第三二极管的阳极，第三二极管的阴极连接至第二比较器的输出端；第一MOS管的漏极作为驱动控制模块的输出端，根据第一比较器的输出端的控制电压信号输出第一驱动信号和第二驱动信号，驱动箝位开关管的开通和关断。6.根据权利要求4所述的一种不对称半桥反...

【专利技术属性】
技术研发人员：唐盛斌，金若愚，郑仁闪，
申请(专利权)人：广州金升阳科技有限公司，
类型：发明
国别省市：广东;44