本发明专利技术涉及一种非反极性Buck-Boost变换器的调制方法，该方法通过配置两个主控管工作于不同的调制模式，最大程度增大Q1导通时间同时减小Q1与Q2同时导通的时间，降低电感电流脉动，提高变换器的效率。实现方式可以为（1）主控管Q1采用后沿调制，主控管Q2采用前沿调制，（2）主控管Q1采用前沿调制，主控管Q2采用后沿调制，（3）主控管Q1与Q2均采用双沿调制，且两者三角载波180度交错。该组合调制方式同样适用于带同步整流的反极性Buck-Boost变换器。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及一种非反极性Buck-Boost变换器的调制方法，该调制方法应用于电源系统实现高效率的升压、降压功能，属于功率电子变换技术范畴。
技术介绍
在信息、通信系统应用中，直流分布式电源系统(Direct Current DistributedPower System, DC-DPS)得到了广泛的使用，最简单DC-DPS的系统架构如图1所示，其中负载点变换器(Point of Load, POL)和板载电源(On Board Power Supply, OBPS)直接将母线电压单独变换成负载需要的电压。由于负载的供电电压越来越低，而功率需求越来越大，通常会提高母线电压以减小母线上的线损。因此，即便负载之间没有电气隔离的需求，仍然需要隔离型电路拓扑来实现大幅度降压。而隔离型变换器无论是复杂程度还是成本都要比非隔离型变换器高。因此，减少系统中隔离型变换器的使用量，采用母线隔离的方式成为一种趋势。图2给出的中间母线架构(Intermediate bus arcitecture, IBA)正是在这样应用背景中提出的，它保留了图1所示的分布式电源系统的优点，并且降低了其复杂程度和成本，同时也使得系统的功能更为强大，因此IBA-DC-DPS正逐渐成为现代信息、通信以及服务器等高性能电子设备的主要电源系统结构。IBA-DC-DPS由前端变换器(Front-endconverter, FEC)、DC/DC变换器、P0L、0BPS、低压VRM以及备份电池组成。由于引入了中间母线(即图中母线II)，功率转换由传统的两级增加到三级。前端变换器用于实现AC/DC变换，通常由电磁干扰(Electro-magneticinterference, EMI)滤波器、功率因数校正(Power factor correction, PFC)变换器以及DC/DC变换器组成。前端变换器大多采用N+1结构备份工作，以提高系统的可靠性、可维护性。前端变换器中DC/DC变换器用于将PFC的输出电压进行降压以获得直流母线电压I。母线I后的DC/DC变换器用于将母线I变换成母线II，也就是中间母线，同时实现两者之间的电气隔离。因此它也被称之为中间母线变换器(Intermediate bus converter,IBC)0而P0L、0BPS和低压VRM用于将中间母线电压变换到负载所需要的电压，它们通常为Buck变换器及其改进电路结构。在系统正常工作时，由市电向负载供电。当市电故障或断电时，母线I上的备份电池承担起给负载供电的任务。由于电池的引入，母线I存在一个比较宽的输入范围。并且，在绝大多数情况下，系统工作于额定输入的状态，因此，如何提高IBC全范围的工作效率尤其是额定点的工作效率成为一个重要的研究课题。
技术实现思路
本专利技术的目的是针对电池供电场合提出基于额定输入电压优化的非反极性Buck-Boost变换器的调制方法，提出变换器中两桥臂分别采用不同的调制方式，即前沿调制、后沿调制，或交错双沿调制，藉此降低电感的电流脉动，提高变换器直接功率比重，提高变换器的效率。本专利技术的目的是通过以下方式实现的1、一种非反极性Buck-Boost变换器的调制方法，其特征是该方法对主控管Ql与主控管Q2分别采用以下三种方式调制； 1)当主控管Ql采用后沿调制，主控管Q2采用前沿调制； 2)当主控管Ql采用前沿调制，主控管Q2采用后沿调制； 3)主控管Ql与Q2均采用双沿调制，且两者三角载波180度交错。通过配置两个主控管工作于不同的调制模式，最大程度增大Ql导通时间同时减小Ql与Q2同时导通的时间。其中，主电路结构也可采用同步整流的非反极性Buck-Boost变换器。本专利技术与现有技术相比主要特点如下 两个桥臂采用不同的调制方式，根据实际需求可以工作于单模式和多模式状态，实现全输入范围的高效率变换，并保证额定输入电压范围效率最优。附图说明附图1原有直流分布式电源系统。附图2现有中间母线结构的直流分布式电源系统。附图3现有非反极性Buck-Boost变换器拓扑。`附图4传统的非反极性Buck-Boost变换器/J1= d2时主要波形。附图5现有非反极性Buck-Boost变换器Or1 ^ d2时主要波形。附图6本专利技术非反极性Buck-Boost变换器J1辛d2时前后沿调制主要波形。附图7本专利技术非反极性Buck-Boost变换器dx Φ d2时前后沿调制实现方法。附图8本专利技术非反极性Buck-Boost变换器Φ d2时交错双沿调制主要波形。附图9本专利技术非反极性Buck-Boost变换器dx Φ d2时交错双沿调制实现方法。附图10本专利技术非反极性Buck-Boost变换器Φ d2时后前沿调制主要波形。附图11本专利技术非反极性Buck-Boost变换器dx Φ d2时后前沿调制实现方法。附图12采用同步整流的非反极性Buck-Boost变换器。附图13本专利技术非反极性Buck-Boost变换器不同控制电感电流脉动对比。附图14本专利技术非反极性Buck-Boost变换器不同控制效率对比。图中Vac_in表示交流输入电压，Vin表示直流输出电压，Vbus、Vbus1、Vbus2表示母线电压，Vo、Vl、V2、V3表示输出电压。具体实施例方式附图3给出了非反极性Buck-Boost变换器拓扑结构。若定义0、仏的占空比分别为4、t/2,则输入与输出满足d, V =-1^ V. ° l-d2 2°定义仏与久共同导通时传递的功率为直接功率，而仏与込共同导通的时间为间接功率。由定义可知，增加仏与久共同导通的时间(或减小0与込共同导通的时间)有助于提高变换器直接功率的比重，而直接功率比重越大，变换器的效率越高。从另一个角度来讲，即电感电流脉动越小，直接功率比重越大，效率越高。在常规同开同关的方式(即4=4)，显然直接功率比重为O，电感电流脉动最大(如附图4)。实施例一前后沿调制 实际上，若是J1古4则可以增大仏与久共同导通的时间，避免直接功率为O的情况(如附图5)。而为了最大程度增大J1、减小式，变换器将采用多个工作状态取代之前的单个工作状态，对于4=1 (升压模式，等效为Boost变换器)和J2=O (降压模式，等效为Buck变换器)这两种极端情况这里不做讨论，为了公平比较，这里仅仅讨论升降压工作模式。为了增加0与久共同导通的时间，本专利技术可以对两只主控管的驱动信号进行移相。假设0的开通时刻依然位于开关周期的开始处，将込的开通时刻向后移，并一直移到开关周期的结束处，如附图6所示，此时无论4+0^ ^还是义+式化仏和久同时导通的时间均最大，这样直接功率比重最大。为了实现这样的控制策略，0为开通时刻固定，关断时刻可调；而込为关断时刻固定，开通时刻可调。前者0为后沿调制方式，而后者％则为前沿调制方式，本专利技术定义这种控制方式为前后沿调制，附图7给出的是前后沿调制方式占空比的获取方式，其中CW是载波，EA是调制波(即误差放大器的输出)，两者交结产生对应占空比。实施例二 双沿调制 在附图6的基础上，主控管Q2的驱动信号进一步移相，即d2进一步移相，Vin ( V0时右移，而匕>匕时左移，使得J1与< 交叠处关于中心对称，在这个移相过程中，电感电流脉动保持不变。当两者本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种非反极性Buck?Boost变换器的组合调制方法，其特征是：该方法对主控管Q1与主控管Q2分别采用以下三种方式调制；1）当主控管Q1采用后沿调制，主控管Q2采用前沿调制；2）当主控管Q1采用前沿调制，主控管Q2采用后沿调制；3）主控管Q1与Q2均采用双沿调制，且两者三角载波180度交错。
【技术特征摘要】
1.一种非反极性Buck-Boost变换器的组合调制方法，其特征是该方法对主控管Ql与主控管Q2分别采用以下三种方式调制； O当主控管Ql采用后沿调制，主控管Q2采用前沿调制； 2)当主控管Ql采用前...
【专利技术属性】
技术研发人员：任小永，阮新波，陈乾宏，李明秋，
申请(专利权)人：南京航空航天大学，
类型：发明
国别省市：
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