电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法技术

电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法，基于静止坐标系即αβ坐标系估计扩展反电势，构造自适应滑模观测器，采用锁相环PLL代替反正切计算进行转子位置跟踪，根据给定电流和估计电流搭建电流环自抗扰控制器，包括以下步骤：步骤1，设计自适应滑模观测器，获得转子位置估计值；步骤2，基于估计的电流以及电流给定值构建电流环自抗扰控制器，包括跟踪微分器TD、扩张状态观测器ESO以及非线性状态误差反馈控制律NLSEF；提升转速估计精度、转子位置估计精度并减小转矩波动的影响。估计精度并减小转矩波动的影响。估计精度并减小转矩波动的影响。

【技术实现步骤摘要】
电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法


[0001]本专利技术属于交流电机传动控制
，具体涉及电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法。

技术介绍

[0002]目前，以电机为牵引动力源的电动汽车得到了广泛关注和大力发展。一方面，电动汽车具有噪音低、振动小及节能环保的优点，既能摆脱对石油的依赖，又可以降低二氧化碳排放，有效缓解能源及环境危机。另一方面，PMSM(表贴式永磁同步电机)具有效率高、功率密度高、结构简单、噪声低和体积小的优点，非常适合作为牵引电机应用于电动汽车中。而现有的电动汽车牵引系统多采用机械位置/速度传感器来获取电机的位置或转速信号。在电动汽车实际运行过程中，电磁环境复杂、振动剧烈，易导致机械式传感器失效而引发牵引系统故障，造成大转矩冲击，严重时损伤轴承、齿轮、电机等关键部件，危害电动汽车的运行安全。
[0003]PMSM电驱动系统作为传统燃油汽车中发动机和变速箱功能的替代，决定了车辆的起动、爬坡、加速等关键性指标，其工程化和产业化对于电动汽车产业发展影响重大。与普通的工业用电机驱动系统不同，电动汽车对于PMSM电驱动系统性能有更高的要求。
[0004]目前常见的多电机协同控制结构主要由机械同步结构与电子同步结构两类。电气控制方式可以同时控制多台电机的位置、转速等一系列参数，以此来控制几台电机协同运转，对于多电机协同控制系统，可以由跟踪误差和同步误差直接判断系统性能是否达到要求。当前，常用与电动汽车的多电机协同控制主要有交叉耦合同步控制、相邻交叉耦合控制以及偏差耦合同步控制。交叉耦合只适用于电机数目较少的情况，相邻交叉耦合存在延时情况，偏差耦合受跟随误差影响较大。
[0005]当电动汽车运行在爬坡工况下时，要求电机要为电动汽车提供足够的驱动力，即当电动汽车在爬坡工况下时，永磁同步轮毂电机要输出足够大的转矩。而这种突变的转矩波动，会导致永磁同步电机无位置传感器控制中转子初始位置估计的偏差从而影响永磁同步电机无位置传感器的控制性能并且引起电机大转矩输出下的启动失败，当单电机的控制精度受损时，多电机协同控制的跟踪误差和同步误差也会增大，影响电动汽车的驱动性能。

技术实现思路

[0006]为克服上述技术的不足，本专利技术的目的是提供电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法，通过基于锁相环的自适应滑模观测器和电流环自抗扰控制器来改善电动汽车爬坡工况下单电机的无位置传感器控制性能，进一步提升转速估计精度、转子位置估计精度并减小转矩波动的影响，通过均值耦合来完成四台电机的协同控制。
[0007]为实现上述目的，本专利技术采用的技术方案是：
[0008]电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法，基于静止坐标系即αβ坐标系估计扩展反电势，构造自适应滑模观测器，采用锁相环PLL代替反正切计算进行转子位置跟
踪，根据给定电流和估计电流搭建电流环自抗扰控制器，包括以下步骤：
[0009]步骤1，设计自适应滑模观测器，获得转子位置估计值，具体做法是：
[0010]步骤1.1，对于表贴式永磁同步电机，静止坐标系下的电流方程为式(1)所示：
[0011][0012]式中，R为定子电阻，L
s
为定子电感，i
α
α轴电流，i
β
为β轴电流，u
α
为α轴电压，u
β
为β轴电压，E
α
为α轴反电势，E
β
为β轴反电势，表示对i
α
求导，表示对i
β
求导，
[0013]且E
α
和E
β
满足式(2)
[0014][0015]式中，为定子磁链，ω
e
为电气角速度，θ
e
为转子位置角；
[0016]步骤1.2，定义滑模面函数s，为式(3)所示：
[0017][0018]式(3)中，代表α轴估计电流，为β轴估计电流，为α轴电流误差，为β轴电流误差；
[0019]步骤1.3，构造自适应滑模观测器，为式(4)所示：
[0020][0021]式中k为负常数，sign为符号函数，为α轴估计反电势，为β
轴估计反电势，表示对求导，表示对求导；
[0022]步骤1.4，滑模面设计的核心是确定变量误差，用式(4)减去式(1)，可得α轴电流误差和β轴电流误差状态观测方程为式(5)所示：
[0023][0024]式中，为α轴反电势误差的非奇异终端滑模面，为β轴反电势误差，表示对求导，表示对求导；
[0025]步骤1.5，当时，系统进入滑模面，则反电动势的自适应律为式(6)所示：
[0026][0027]步骤1.6，由于反正切计算的鲁棒性较差，采用锁相环PLL进行转子位置跟踪，由式(7)可得自适应滑模观测器中锁相环的输入误差ΔE；
[0028][0029]通过锁相环PLL即可得估计的转子角速度以及转子估计值估计转速np为电机极对数，通过估计转速即可构建转速环；
[0030]步骤2，基于估计的电流以及电流给定值构建电流环自抗扰控制器，包括跟踪微分器TD、扩张状态观测器ESO以及非线性状态误差反馈控制律NLSEF，具体做法是：
[0031]步骤2.1，对于表贴式永磁同步电机，常采用的控制方式，构建d轴和q轴自抗扰控制器的TD，为式(8)和式(9)所示；
[0032][0033][0034]式中，是d轴给定电流且是d轴给定电流且是q轴给定电流，r是跟踪速度，fal为非线性函数；z
11d
为d轴跟踪微分器的跟踪信号，是z
11d
的微分，x
1d
是d轴跟踪微分器的状态变量，a
0d
是d轴跟踪微分器的非线性因子，δ
0d
是d轴跟踪微分器的滤波因子；z
11q
为q轴跟踪微分器的跟踪信号，是z
11
的微分，x
1q
是q轴跟踪微分器的状态变量，a
0q
是q轴跟踪微分器的非线性因子，δ
0q
是q轴跟踪微分器的滤波因子；
[0035]步骤2.2，根据d轴估计电流以及q轴估计电流构建d轴和q轴扩张状态观测器ESO，为式(10)和(11)所示；
[0036][0037][0038]式中，b为扰动补偿增益，z
21d
是对的状态观测值，为z
21d
的微分，z
22d
为d轴扰动估计值，为z
22d
的微分，β
1d
和β
2d
为d轴ESO的误差增益，a
1d
和a
2d
是d轴ESO的非线性因子，δ
1d
和δ
2d
是d轴ESO的滤波因子，τ
d
为d轴ESO控制量，x
2d
是d轴ESO的状态变量；z<本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.电动汽车爬坡多电机无位置传感器同步控制方法，其特征在于，基于静止坐标系即αβ坐标系估计扩展反电势，构造自适应滑模观测器，采用锁相环PLL代替反正切计算进行转子位置跟踪，根据给定电流和估计电流搭建电流环自抗扰控制器，包括以下步骤：步骤1，设计自适应滑模观测器，获得转子位置估计值，具体做法是：步骤1.1，对于表贴式永磁同步电机，静止坐标系下的电流方程为式(1)所示：式中，R为定子电阻，L
s
为定子电感，i
α
α轴电流，i
β
为β轴电流，u
α
为α轴电压，u
β
为β轴电压，E
α
为α轴反电势，E
β
为β轴反电势，表示对i
α
求导，表示对i
β
求导，且E
α
和E
β
满足式(2)式中，为定子磁链，ω
e
为电气角速度，θ
e
为转子位置角；步骤1.2，定义滑模面函数s，为式(3)所示：式(3)中，代表α轴估计电流，为β轴估计电流，为α轴电流误差，为β轴电流误差；步骤1.3，构造自适应滑模观测器，为式(4)所示：
式中k为负常数，sign为符号函数，为α轴估计反电势，为β轴估计反电势，表示对求导，表示对求导；步骤1.4，滑模面设计的核心是确定变量误差，用式(4)减去式(1)，可得α轴电流误差和β轴电流误差状态观测方程为式(5)所示：式中，为α轴反电势误差的非奇异终端滑模面，为β轴反电势误差，表示对求导，表示对求导；步骤1.5，当时，系统进入滑模面，则反电动势的自适应律为式(6)所示：步骤1.6，由于反正切计算的鲁棒性较差，采用锁相环PLL进行转子位置跟踪，由式(7)可得自适应滑模观测器中锁相环的输入误差ΔE；通过锁相环PLL即可得估计的转子角速度以及转子估计值估计转速n
p
为电机极对数，通过估计转速即可构建转速环；步骤2，基于估计的电流以及电流给定值构建电流环自抗扰控制器，包括跟踪微分器TD、扩张状态观测器ESO以及非线性状态误差反馈控制律NLSEF，具体做法是：
步骤2.1，对于表贴式永磁同步电机，常采用的控制方式，构建d轴和q轴自抗扰控制器的TD，为式(8)和式(9)所示；控制器的TD，为式(8)和式(9)所示；式中，是d轴给定电流且是d轴给定电流且是q轴给定电流，r是跟踪速度，fal为非线性函数；z
11d
为d轴跟踪微分器的跟踪信号，是z
11d
的微分，x
1d
是d轴跟踪微分器的状态变量，a
0d
是d轴跟踪微分器的非线性因子，δ
0d
是d轴跟踪微分器的滤波因子；z
11q
为q轴跟踪微分器的跟踪信号，是z
11
的微分，x
1q
是q轴跟踪微分器的状态变量，a
0q
是q轴跟踪微分器的非线性因子，δ
0q
是q轴跟踪微分器的滤波因子；步骤2.2，根据d轴估计电流以及q轴估计电流构建d轴和q轴扩张状态观测器ESO，为式(10)和(11)所示；式(10)和(11)所示；式中，b为扰动补偿增益，z
21d
是对的状态观测值，为z
21d
的微分，z
22d
为d轴扰动估计值，为z
22d
的微分，β
1d
和β
2d
为d轴ESO的误差增益，a
1d
和a
2d
是d轴ESO的非线性因子，δ
1d
和δ
2d
是d轴ESO的滤波因子，τ
d
为d轴ESO控制量，x
2d
是d轴ESO的状态变量；z
21q
是是对的状态观测值，为z
21q
的微分，z
22q
为q轴扰动估计值，为z
22q
的微分β
1q
和β
2q
为q轴ESO的误差增益，a
1q
和a
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是q轴ESO的非线性因子，δ
1q
和δ
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是q轴ESO的滤波因子，τ
q
为q轴ESO控制量，x
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是q轴ESO的状态变量；步骤2.3，构建d轴和q轴非线性状态...

【专利技术属性】
技术研发人员：张辉，梁文睿，张航，高思源，刘天昊，
申请(专利权)人：西安理工大学，
类型：发明
国别省市：