电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法技术

本发明专利技术涉及电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法。使用隔离型拓扑的开关电压变换器包括用于将来自输入源的电力耦合至输出负载的变压器。当变压器从其初级侧向其次级侧传输电力时，必须保护变压器以防止其铁芯由于过大的磁通密度而饱和。使用在变压器的初级侧或次级侧测量的电压来估计磁通，其中，次级侧电压可以是整流电压。如果估计的磁通被检测为接近变压器铁芯的饱和水平，则缩减输入至变压器的任何电力。这可以通过修改控制电力开关的脉冲宽度调制PWM波形来完成，电力开关控制传输至变压器的输入电力。使用这些技术，可以消除变压器饱和而不需要在电压变换器内有明显过大的变压器。

Elimination method of flux saturation in voltage converter and its transformer

The present invention relates to a method for eliminating magnetic flux saturation in a voltage converter and a transformer. A switched voltage converter using an isolated topology includes a transformer for coupling the power from the input source to the output load. When the transformer transmits power from its primary side to its secondary side, the transformer must be protected to prevent the core from saturated because of the excessive flux density. The magnetic flux is estimated using the voltage measured at the primary side or secondary side of the transformer, in which the secondary side voltage may be a rectifying voltage. If the estimated magnetic flux is detected to be close to the saturation level of the transformer core, any power input to the transformer is reduced. This can be accomplished by modifying the pulse width modulation PWM waveform that controls the power switch, and the power switch control is transmitted to the input power of the transformer. Using these techniques, the transformer can be eliminated without the need for a significantly larger transformer in the voltage converter.

【技术实现步骤摘要】
电压变换器及其变压器内的磁通饱和的消除方法
本申请涉及隔离型电压变换器，具体地，涉及用于估计和跟踪这样的电压变换器的变压器内的磁通以便防止变压器铁芯饱和的技术。
技术介绍
隔离型直流(DC)到DC开关电压变换器使用变压器将来自输入源的电力变换成用于输出负载的电力。这样的电压变换器包括将DC输入电力变换成馈送至变压器初级侧的交流(AC)电力的初级侧功率开关。对在变压器的次级侧上供给的AC电力进行整流以将其变换回DC电力，该DC电力继而被提供给输出负载。初级侧功率开关通常由脉冲宽度调制(PWM)波形来控制。PWM控制器生成具有适于满足输出负载的电力需要的频率和占空比的PWM波形。必须保护隔离型DC-DC电压变换器中的变压器以便防止变压器铁芯的饱和以及初级侧功率开关的相关联的故障。当变压器铁芯内的磁通密度接近饱和水平时，外部磁场将不能再有效地增大变压器铁芯的磁化强度。这种情况的影响是变压器的初级绕组开始出现电气短路，这导致过大的电流通过初级绕组。这样过大的电流也流过初级侧功率开关并且可能损坏它们。为了防止损毁初级侧功率开关以及与变压器铁芯饱和相关联的其他问题例如过热，在DC-DC电压变换器中必须防止变压器铁芯饱和。用于防止铁芯饱和的最直接的技术是测量流过初级侧绕组的电流，并且将其与指示铁芯将饱和的某电流限值进行比较。如果初级侧电流超过该限值，则可以调节PWM波形(例如，可以减小PWM波形的占空比)以防止铁芯饱和。该技术需要感测初级侧电流，这需要额外的电路并且通常具有一些相关联的电力损耗。虽然这样的技术是有效的，并且也可以用于平衡电流和磁通的半周期，但是在一些应用中其可能不可行。具体地，该技术不适合于其中PWM发生器和/或控制器位于电压器的次级侧的隔离型DC-DC电压变换器。如上所述，在不主动防止铁芯饱和的情况下，变压器铁芯容易熔化而流走，其中，电压变换器的正半周期和负半周期中小的不匹配会导致磁通量逐渐增大，这最终会导致变压器铁芯的饱和。这可以通过平衡正半周期和负半周期来解决。用于这样做的一个技术是使用电容器将电力耦合至初级侧绕组中。由于增加的电路(尺寸)、部件成本、电力损耗等以及这样的技术不能保障安全的操作，所以该技术常常不是优选的技术。可以与电容器使用结合或者作为电容器使用的替选来操作的其他磁通平衡技术用于在相当大的时间尺度上平衡正半周期和负半周期，但不立即识别和防止铁芯饱和。因为这样的磁通平衡技术的动作相当慢，所以平均变压器磁通将在磁通平衡技术能够补偿这样的偏移之前趋于升至正值或降至负值。为了确保在使用这样的慢动作的磁通平衡时变压器铁芯不饱和，变压器必须设计有比在能够获得完美的磁通平衡的情况下所需的磁通饱和水平明显更高的磁通饱和水平。这可以通过选择具有空气隙或在物理上比其他必需品更大(例如，具有更大的铁芯横截面面积)的变压器来完成，以便针对磁通饱和实现足够的安全裕量。由于例如其增大的尺寸和增大的成本，在大部分应用中应该避免该过度设计的变压器。因此，需要用于估计DC-DC电压变换器的变换器内的磁通、用于立即防止电压器铁芯的饱和、以及用于平衡变压器内的正磁通偏移和负磁通偏移的改进技术。这样的技术应该可用于在电压变换器的初级侧或次级侧上实现，并且应该不需要感测初级侧电流。使用这样的技术应该允许隔离型DC-DC电压变换器设计有更小且更高效的变压器，同时实现消除变压器铁芯饱和的安全操作。
技术实现思路
根据开关电压变换器的一个实施例，电压变换器包括功率级、变压器、调节电路和控制器。功率级耦接至输入电源并且包括一个或更多个功率开关。变压器包括初级绕组和次级绕组，其中，初级绕组耦接至功率级。调节电路将变压器的次级绕组耦接至输出节点，该输出节点能够操作成向电压变换器的负载供给电力。控制器能够操作成生成用于控制功率级的功率开关的脉冲宽度调制(PWM)波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲。控制器还能够操作成基于电压变换器内的电压来估计变压器内的磁通。该电压可以在变压器的初级绕组两端、变压器的次级绕组两端或调节电路内获取。使用所估计的磁通来检测超磁通状况，在该状况下，所估计的磁通已经超过变压器的磁通量限值。如果检测到这样的状况，则在将PWM波形提供给一个或更多个功率开关之前对PWM波形内的脉冲进行截断(truncate)。根据消除电压变换器的变压器内的磁通饱和的方法，通过估计变压器的磁通并且在所估计的磁通接近饱和限值的情况下缩减输入至电压器的电力来消除变压器的铁芯内的磁通饱和。该方法包括生成用于控制电压变换器内的一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制(PWM)波形的步骤，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲。基于变压器的初级绕组两端的电压、变压器的次级绕组两端的电压或电压变换器的次级侧的电压来估计变压器的磁通。如果所估计的磁通超过变压器的磁通量限值，则检测到超磁通状况。响应于检测到这样的超磁通状况，对所生成的PWM波形内的一个或更多个脉冲进行截断，以便暂时使电力不能输入至变压器铁芯。将经修改的PWM波形提供给功率开关。本领域技术人员将在阅读以下具体实施方式和参看附图时认识到另外的特征和优点。附图说明附图的元件相对于彼此不一定是按比例的。相似的附图标记表示相应相似的部分。可以对各个所示实施例的特征进行组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施例，并且在随后的描述中详述了该实施例。图1示出了使用全桥拓扑的电压变换器的电路图，其中，电压变换器被配置成估计变压器内的磁通并且修改PWM波形以防止变压器铁芯的饱和。图2示出了与PWM控制信号、如图1中所示的电压变换器内的实际磁通和估计磁通对应的波形。图3示出了与图2的波形类似的波形，但还示出了高磁通状况的检测以及所得到的PWM波形的修改。图4示出了针对至变压器的输入包括阶梯增加的电压的情形，与变压器输入电压、变压器的实际磁通和变压器的估计磁通对应的波形。图5示出了除了图5的电压变换器内的磁通估计是基于变压器的次级绕组两端的电压以外与图1的电压变换器类似的电压变换器的电路图。图6示出了除了图6的电压变换器内的磁通估计是基于电压变换器的次级侧的整流电压以外与图5的电压变换器类似的电压变换器的电路图。图7示出了变压器输入电压、变压器的实际磁通、次级侧整流电压以及基于整流电压的磁通估计的波形，其中，所述波形对应于可以在图6的电压变换器内找到的波形。图8示出了与图7的波形类似的波形，但还示出了至变压器的输入包括阶梯增加的电压的情形。图9示出了如被包括在图1、图5和图6的电压变换器中的磁通控制器和PWM发生器的更详细版本。图10示出了与图9的磁通控制器和PWM发生器类似的磁通控制器和PWM发生器，但还包括快速占空比调节。图11示出了除了波形被相移以控制电力传输量而不是使用占空比来控制电力传输量以外与图3的PWM波形类似的PWM波形。图12示出了使用有源钳位正激(ACF)拓扑的电压变换器，并且其使用如针对全桥电压变换器所描述的磁通估计和超磁通防止技术。图13示出了电压变换器内用于估计电压变换器的变压器内的磁通并且用于消除变压器内的磁通饱和的方法。具体实施方式本文描述的实施例提供了用于估计隔离型DC-DC电压变换器的变压器铁芯内的磁通的技术。所估计的磁通被持续跟踪，并且如果其接近变压本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种电压变换器，包括：功率级，所述功率级耦接至输入电源，所述功率级包括一个或更多个功率开关；变压器，所述变压器包括耦接至所述功率级的初级绕组，以及次级绕组；调节电路，所述调节电路将所述次级绕组耦接至输出节点，所述输出节点能够操作成向所述电压变换器的负载供给电力；以及控制器，所述控制器能够操作成：生成用于控制所述一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制PWM波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲；基于所述初级绕组两端的电压和所述调节电路内的电压中的至少一个来估计所述变压器内的磁通；检测超磁通状况，在所述超磁通状况下，所估计的磁通的量值已经超过所述变压器的磁通量限值；以及响应于检测到所述超磁通状况而在所述PWM波形被提供至所述一个或更多个功率开关之前截断所述PWM波形内的脉冲。

【技术特征摘要】
2016.08.12 US 15/235,8721.一种电压变换器，包括：功率级，所述功率级耦接至输入电源，所述功率级包括一个或更多个功率开关；变压器，所述变压器包括耦接至所述功率级的初级绕组，以及次级绕组；调节电路，所述调节电路将所述次级绕组耦接至输出节点，所述输出节点能够操作成向所述电压变换器的负载供给电力；以及控制器，所述控制器能够操作成：生成用于控制所述一个或更多个功率开关的脉冲宽度调制PWM波形，其中，每个PWM波形包括一系列PWM脉冲；基于所述初级绕组两端的电压和所述调节电路内的电压中的至少一个来估计所述变压器内的磁通；检测超磁通状况，在所述超磁通状况下，所估计的磁通的量值已经超过所述变压器的磁通量限值；以及响应于检测到所述超磁通状况而在所述PWM波形被提供至所述一个或更多个功率开关之前截断所述PWM波形内的脉冲。2.根据权利要求1所述的电压变换器，其中，所述控制器能够操作成：基于所述初级绕组两端的电压来估计所述磁通。3.根据权利要求2所述的电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及针对所述时钟信号的每个周期：测量横跨所述初级绕组的第一端子和第二端子的初级电压，其中，所述初级电压是带符号的量；以及使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述初级电压。4.根据权利要求2所述的电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；将所述初级绕组两端的电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及针对所述时钟信号的每个周期：响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及响应于所述初级绕组两端的电压被分类在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。5.根据权利要求4所述的电压变换器，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述初级绕组两端的电压来确定所述磁通值。6.根据权利要求1所述的电压变换器，其中，所述控制器能够操作成：基于所述调节电路内的电压来估计所述磁通，所述调节电路内的电压对应于横跨所述次级绕组的第一端子和第二端子的次级电压。7.根据权利要求6所述的电压变换器，其中，所述次级电压是带符号的值，并且通过下述来执行所述磁通的估计：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及针对所述时钟信号的每个周期：测量所述次级电压；以及使表示所估计的磁通的伏秒值加上所述次级电压。8.根据权利要求6所述的电压变换器，其中，通过下述来执行所述磁通的估计：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；将所述次级电压分类为在第一极性脉冲间隔、第二极性脉冲间隔或无效间隔内，其中，第一极性和第二极性彼此相反；以及针对所述时钟信号的每个周期：响应于检测到所述次级电压在所述第一极性脉冲间隔内而将磁通计数增大磁通值；以及响应于检测到所述次级电压在所述第二极性脉冲间隔内而将所述磁通计数减小所述磁通值，其中，所述磁通计数表示所估计的磁通。9.根据权利要求8所述的电压变换器，其中，通过以小于所述时钟频率的速率测量所述次级电压来确定所述磁通值。10.根据权利要求1所述的电压变换器，其中：所述控制器能够操作成基于所述调节电路内的电压来估计所述磁通；所述调节电路还包括整流电压节点；以及磁通估计所基于的所述调节电路内的电压是在所述整流电压节点处的整流电压。11.根据权利要求10所述的电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来估计所述磁通：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；以及针对所述时钟信号的每个周期：测量所述整流电压；在所述初级绕组两端的电压对应于第一极性的间隔期间，将伏秒值增大所测量的整流电压；以及在所述初级绕组两端的电压对应于第二极性的间隔期间，将所述伏秒值减小所测量的整流电压，其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，并且所述伏秒值表示所估计的磁通。12.根据权利要求10所述的电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来估计所述磁通：生成或输入具有时钟频率和相应周期的时钟信号；将所述整流电压与电压阙值进行比较，使得当所述整流电压超过所述电压阙值时，将所述整流电压分类为在整流电压脉冲间隔内，否则将所述整流电压分类为在无效间隔内；以及针对所述时钟信号的每个周期：在与所述初级绕组两端的电压的第一极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，增大磁通计数，以及在与所述初级绕组两端的电压的第二极性对应的每个整流电压脉冲间隔期间，减小所述磁通计数，其中，所述第一极性和所述第二极性彼此相反，并且所述磁通计数表示所估计的磁通。13.根据权利要求10所述的电压变换器，其中：将所述整流电压节点耦接至所述次级绕组的第一端子，以及所述控制器还能够操作成还基于与第二电压节点对应的电压来估计所述磁通，所述第二电压节点耦接至所述次级绕组的第二端子。14.根据权利要求1所述的电压变换器，其中，所述磁通量限值是基于所述变压器的匝数、所述变压器的横截面面积和所述变压器的磁通饱和限值。15.根据权利要求1所述的电压变换器，其中，所述磁通量限值由下式给出：BLIMIT＝N2AeBsat-Δ,其中，N2是所述次级绕组的匝数，Ae是所述变压器的横截面面积，Bsat对应于所述变压器的磁通密度饱和限值，以及Δ是非负裕量。16.根据权利要求1所述的电压变换器，其中，所述控制器还能够操作成通过下述来平衡所述变压器内的磁通：在所述电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的正峰值；在所述电压变换器的周期期间捕获所估计的磁通的负峰值；以...

【专利技术属性】
技术研发人员：达里尔·奇尔哈特，阿米尔·巴巴扎德，
申请(专利权)人：英飞凌科技奥地利有限公司，
类型：发明
国别省市：奥地利,AT