ΔΣ调制器制造技术

本发明专利技术涉及一种ΔΣ调制器，被配置为将量化器(107)的输出信号(108)反馈到积分器(105)的输入，并且还将表示由量化器(105)所引起的量化误差(q)的导数的微分误差信号(112)反馈到积分器(105)的输入。

【技术实现步骤摘要】

该申请基于并且要求于2013年12月17日提交的日本专利申请No. 2013-259876 的优先权，通过参考将其公开整个引入到该里。
技术介绍
[000引A2调制器广泛地用在模数转换器（ADC)和数模转换器值AC)中。在该说明书 中，将使用A2调制的ADC和使用A2调制的DAC分别称为A2ADC和A2DAC。可W将 AS调制器称作2A调制器。A2调制器可W通过过采样使量化误差（或量化噪声）功 率扩散到过采样频率化sr。A2调制器由于其噪声整形特性还可W使量化噪声移动到更 高的频率域，从而抑制了感兴趣的频带（典型地，比巧奎斯特（Nyquist)频率更低的频带） 中的量化噪声。[000引然而，已知的是连续时间的A2调制器和连续时间的A2DAC具有低时钟抖动容 限。该是因为A2调制器的噪声传递函数（NT巧在过采样频率化sr的一半处（即化sr/2) 具有峰值。因为由于时钟抖动所引起的干扰而使带外量化噪声（尤其是在化sr/2附近的 量化噪声）折回到感兴趣的频带之中，因此A2调制器的噪声特性劣化了。 Hezar等人，"A110地SNRand0. 5mWCurrent-SteeringAudioDAC Implementedin45nmCMOS"，Solid-StateCircuitsConferenceDigestofTechnical Papers(ISSCC)，20101 邸EInternational,第 304-305 页，2010年 2 月 7-11 日（W下简称 "hezar等人"）W及由Hezar等人提出的题为"化scadedDACArchitec1:urewithPulse Wi化hModulation"的U.S.专利申请公开No. 2011/0043398 (W下简称"U.S.专利申请公 开No. 2011/0043398")公开了包括禪合到A2调制器（即噪声整形电路）的输出的模拟 有限脉冲响应（AFIR)滤波器DAC的ASDAC(参见化zar等人的图16. 7. 2和16. 7. 3W及 U.S.专利申请公开No. 2011/0043398的图6、7、9)。AFIR滤波器DAC具有AFIR滤波器，并 且该AFIR滤波器的每个抽头包括多位或1位的DAC。典型地，设置在每个抽头上的DAC是 电流驼型DAC。对多个DAC的模拟输出求和W形成模拟输出信号。也就是说，在化zar等 人和U.S.专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的DAC被配置为计算AFIR滤波器DAC 中的A2调制器的输出的移动和。该配置可W抑制带外量化噪声（参见U.S.专利申请公 开No. 2011/0043398的段落0030和0031W及图6)。因此，可W降低当由于时钟抖动所引 起的干扰而造成带外量化噪声折回到感兴趣的频带之中时所引起的噪声特性的劣化。 如上所述，在化zar等人W及专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的ASDAC 被配置为计算禪合到A2调制器的输出的AFIR滤波器DAC中的A2调制器的输出的移 动和。该配置要求DAC的数目与AFIR滤波器的抽头数目相同。然而，设置多个DAC不利地 增大了电路大小。对于A2DAC，它可W计算数字域而不是模拟域中的A2调制器的输出 的移动和。然而，移动和的数字计算是指数位相加，并且因此在计算移动和之后数字信号的 位数增大了。该使包括DAC的模拟电路的设备数目增大了。此外，可能需要动态元件匹配 值EM)电路W用于对模拟电路的不匹配进行校正。在该种情况下，可能需要额外的逻辑电 路。 对于AZADC，可w在数字域中计算A2调制器的输出的移动和。典型地，在A2 调制器的反馈路径上设置一个DACW对量化器的输出信号进行反馈。如果A2ADC采用将 A2调制器的输出的移动和反馈到A2调制器中的积分器的输入的配置，那么必须在反 馈路径上设置多个DAC。该使电路大小增大了。 另一方面，如果A2ADC采用将在计算移动和之前的量化器的输出反馈到积分器 的输入的配置，那么不会发生由于在反馈路径上设置多个反馈DAC而使电路大小任何增 大。然而，该配置不能对从量化器的输出反馈到积分器的输入的量化噪声进行滤波。为此， 该配置不能足够地抑制当带外量化噪声折回到感兴趣的频带时所造成的噪声特性的劣化。
技术实现思路
[000引从W上描述可清楚的是，如在Hezar等人W及U.S.专利申请公开No. 2011/0043398中所公开的、计算A2调制器的输出的移动和的配置具有第一问题：与 不计算移动和的配置相比，该配置需要更多DAC，并且因而该可能使ASDAC和ASADC的 电路大小增大了。该配置还具有它不能足够地降低A2ADC中的噪声特性的劣化的第二问 题。 在下文中，对可W有助于解决包括上述第一和第二问题的多个问题中的至少一个 的多个实施例进行描述。从对本说明书和附图的描述将显而易见地得知其它问题和新颖特 征。 在一个实施例中，A2调制器被配置为将量化器的输出信号反馈到积分器的输 入，并且还将用于表示由量化器引起的量化误差的导数的微分误差信号反馈到积分器的输 入。 在另一实施例中，A2调制器具有W下特征。也就是说，在通过绘制作为频率函 数的量化块的输出信号而获得的特征曲线中，在过采样频率fosr的一半（即fosr/2)处的 量化误差分量的值小于比化sr/2要低的频带之内的量化误差分量的最大值（即0或者更 大并小于fosr/2)。 上述实施例可W有助于解决上述问题中的至少一个。 附图描述 结合附图从下面对某些实施例的描述将显而易见地得知上述及其它方面、优点、 W及特征，在附图中： 图1是示出了根据第一实施例的A2调制器的示例性配置的示意图； 图2是示出了根据第一实施例的A2调制器的示例性配置的示意图； 图3是示出了根据第二实施例的A2调制器的示例性配置的示意图；[001引图4A是示出了AS调制器的噪声整形特性的示意图； 图4B是示出了由根据第二实施例的A2调制器所生成的低通滤波量化噪声的作 用的示意图； 图5是根据第S实施例的ASDAC的示例性配置的示意图；[002U 图6是示出了根据第四实施例的用于ASADC的AS调制器的示例性配置的示 意图；[002引图7是示出了根据第五实施例的ASADC的示例性配置的示意图； 图8是示出了根据第六实施例的A 2调制器的示例性配置的示意图； 图9是示出了根据比较示例的A 2调制器的示例性配置的示意图；[002引图10A是示出了A2调制器的噪声整形特性的示意图拟及 图10B是示出了通过计算A 2调制器的输出信号的移动和所获得的低通滤波量 化噪声的作用的示意图。【具体实施方式】 现在参考附图对具体实施例进行详细地描述。在整个附图中对相同或相应部件或 元件给出相同参考符号，并且根据需要将省略其重复的描述W使该描述更清晰易懂。[00測 比较示例 首先，将对根据比较示例的A2调制器进行描述。图9示出了根据比较示例的 AS调制器9的示例性配置。积分器903、量化器904、W及反馈路径906形成了基本的一 阶A2调制器。反馈路径906将量化器904的输出信号905提供给积分器903的输入。积 分器903对通过从输入信号901减去量化器904的本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种ΔΣ调制器，包括：积分块，所述积分块被配置为通过对包括第一信号和反馈信号的信号进行积分来产生积分信号；量化块，所述量化块被配置为通过对所述积分信号进行量化来产生输出信号；微分块，所述微分块被配置为产生微分误差信号，所述微分误差信号表示由所述量化块引起的量化误差的导数；以及反馈路径，所述反馈路径被配置为将包括所述输出信号和所述微分误差信号的所述反馈信号提供给所述积分块。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：奥田孝，
申请(专利权)人：瑞萨电子株式会社，
类型：发明
国别省市：日本;JP