磁控管驱动电源制造技术

一种磁控管驱动电源，其特征在于可以反向导通的第一和第二半导体开关元件的串联体与第一和第二二极管的串联体并联，第一和第二电容器并联到第一和第二二极管上，商业电源和高压变压器初级线圈的串联电路连接在第一和第二半导体开关元件的节点与第一和第二二极管的节点之间，该第一和第二半导体开关元件可以反向导通，以及高压变压器次级线圈的输出通过一个高压整流电路激励一个磁控管。（*该技术在2011年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】专利说明 本技术涉及一种微波炉磁控管等为负载的磁控管的驱动电源。下面参考附图讨论相关技术的磁控管的驱动电源。图29是某一相关技术中的磁控管的驱动电源电路图。在相关技术中，磁控管的驱动电源通过二极管电桥2将商业交流电源1转换为直流电压，反向电路5通过接通和断开半导体开关元件3和4，在高压变压器6的初级线圈中产生高频电压，高压变压器6在次级线圈上激励出高频高压。该高频高压通过一个高压整流电路7被整流为直流高压，直流高压被施加到磁控管8上。磁控管8由直流高压驱动并产生2.45GHz的无线电波。图30是相关技术中的磁控管的驱动电源的工作波形。商业电源1的AC电压V1通过二极管电桥2被整流为DC电压。电感器9和电容器10构成滤波电路；电容器10的电容值的大小使电容器能够控制反向电路5的DC电压，使反向电路5在20KHz到50KHz的范围内工作，从而使反向电路5小型化，而且对商业电源1(50Hz或60Hz)没有滤波特性。这样，电容器10的电压V10显示出简单的对商业电源1整流的全波波形，并表现出从商业电源1的0电压到最大电压的震荡脉冲波形。由于反向电路5根据电容器10的脉冲电压V10工作，因此高压变压器6初级线圈中产生的高频电压的包络波形变成V6(Lp)所示的波形，在电容器10的电压V10较低期间，同样只能产生低压。另一方面，磁控管8的工作特性表现为非线形电压电流特性，以至于如果不在正极和负极之间施加一个预定或更高的电压，就没有正电流流动，如图31所示。因此，高压变压器6的初级线圈上产生的电压为低压期间，在次级线圈上激励的电压也同时变低，因此在施加于磁控管8上的电压V8的波形中，出现电压达不到VAK(TH)的时间周期，如图所示。在该时间周期内，磁控管8停止震荡，从而负载的磁控管8上不消耗电能，从而没有商业电源1的电流I1流过。因此，商业电源1的电流I1的波形变得更失真，该失真波形有电流为零的时间周期，如图30所示，从而引起磁控管的驱动电源的功率因数降低并且在输入电流中产生谐波电流。为了解决上述问题，提出如图32所示的电路结构，其中为了提高输入电流的功率因数并抑制谐波，在反向电路5之前设置有源滤波电路13。有源滤波电路13形成称为递升断路器(step-up chopper)的电路并且可以基于半导体开关元件17的接通时间比控制递升电压。下面参考附图33讨论工作原理。商业电源1的电压是如V1所示的AC电压波形。只要通过接通/断开半导体元件17，由一个二极管电桥2全波整流AC电压V1，则有源滤波电路13就可以控制电压，由此在电容器15中产生递升电压。递升电压V15根据电容器15的电容量改变脉动因数，但是可以防止完全降低到0，如图29结构中的V10。因此，如果商业电源1的电压接近0，则高压变压器6初级线圈中产生的电压V6(Lp)可以达到一个预定值或更高值。因此，可以一直维持施加到磁控管8上的电压为可以震荡的电压或更高。结果，输入电流I1波形基本类似正弦波，没有电流变为0的时间周期，如图所示，而且可能提高输入功率因数和抑制谐波电流。但是，在这种结构中，有源滤波电路13加在反向电路5上，整流电源转换过程，促使谐波产生(反向电路)到高压整流。这样，电源转换过程变长，出现转换效率降低和电路规模变大的问题。因此，JP10271846A公开了一种旨在共享部件和电路功能的结构。图34是表示JP10271846A中电路结构的电路图。根据该电路结构，为了提高输入功率因数和简化电路结构，同时进行升压功能运行和反向功能运行。图35和36描述了该电路运行。图35(a)到(d)描述了当半导体开关元件Q1和Q2被接通和断开时的激励通路，图36是与之对应的工作波形图表。下面将参考图35和36讨论电路的运行。为了下面描述的方便，商业电源1的电压极性是图中所示方向，开始时半导体开关元件Q2是接通的。当接通半导体元件Q2时，电流流过电容器C2到商业电源1再到感应负载电路19再到半导体开关元件Q2，如图35(a)所示，半单体开关元件Q2的电流IQ2如图36(a)所示单调增加。如果半导体开关元件Q2在一个预定时间断开，那么电流通路转换到图35(b)所示的状态，当电流流过二极管D2到商业电源1再到电感负载电路19再到二极管D3再到电容器C1时，电容器C1被充电。当储存在电感负载电路19中的所有能量散发完后，电流流过电容器C1到半导体元开关元件Q1再到感应负载电路19再到商业电源1再到电容器C2，这时电容器C1作为电源，如图35(C)所示。如果半导体开关元件Q1在一个预定时间断开，那么感应负载电路19能够允许在同样方向上有电流流过，从而电流流过如图35(d)所示的通路(商业电源1到电容器C2到二极管D4到电感负载电路19)，并且电容器C1被储存在电感负载电路19中的能量充电。当储存在电感负载电路19中的所有能量散发完后，电流再次流过图35(a)中的通路并且继续进行电路运行。虽然JP10271846A中没有公开，但是为了完成运行，要求电容器C1和C2之间的关系如表达式1中的电容关系所示(表达式1) C1＞＞C2为了满足该关系，需要一个能够容纳大电容量的电容器比如电解电容器用做电容器C1。执行这种运行后，由此为了提高输入电流的功率因数，抑制谐波和简化电路，一般允许来自商业电源1的电流流过供电期间的所有区域。电感器9和电容器10组成平滑电路；电容器10具有的电容量能够维持当前环境下的与运行频率(20KHz到50KHz)有关的DC电压，促进了反向电路5的小型化，却不能平滑商业电源1的频率。这样，如图30所示，电容器10的电压V10显示一个仅为全波整流商业电源1的波形，并且显示出商业电源1从0电压到最大电压波动的脉动波形。由于反向电路5根据电容器10的脉动电压V10工作，因此高压变压器6的初级线圈中产生的高频电压的包络波形变成如V6(Lp)所示的波形，并且在电容器10的电压V10是低压期间，同样只产生低压。也就是电压未达到在磁控管8中震荡的阈值VAK(TH)期间，该磁控管8是非线形特性。在该期间，磁控管8停止震荡，因此负载的磁控管8上不消耗电能，从而商业电源1的电流I1不流过并且变成非常失真的波形，该波形有电流变为0的时间间隔，结果降低了功率因数并在输入电流中产生谐波电流。为此提出了许多方法，其中，增压滤波电路用做补偿商业电源脉动波形波谷附近电压的电路结构，从减小元件和小型化的观点来看，部件和电路结构被共享，增压功能运行和反向功能运行同时进行；JP10271846A公开了代表性的一种结构。图34是表示JP10271846A中电路结构的电路图。但是，JP10271846A中的负载电路19是象放电灯一样的消耗小功率的部件，在处理大功率的电源装置中如在微波炉中，用来控制增压运行和反向运行的接通/断开半导体开关元件Q1和Q2的驱动信号不需要一个时间间隔，该时间间隔是为增压而给电容器充电和放电的时间间隔，也叫做空载时间。还有，不需要调节加热装置中的加热功率(耗电)比如微波炉中的强、中、弱，因此不需要特别注意控制驱动信号，该控制信号是半导体开关元件Q1和Q2在0电压部分和商业电源1的最大电压部分或者商业电源1的极性改变瞬间的控制信号。但是，现有技术中的上述结构存在下本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】

【专利技术属性】
技术研发人员：安井健治，北泉武，石尾嘉朗，大森英樹，坂本和穗，三原誠，末永治雄，守屋英明，石崎惠美子，森川久，
申请(专利权)人：松下电器产业株式会社，
类型：实用新型
国别省市：