以低三次谐波同相(I)和正交(Q)信号驱动无线发射器(例如蜂窝式电话手持机的发射器)的发射链的混频器。所述低三次谐波I和Q信号具有三种或三种以上信号电平，且这三种或三种以上信号电平之间不时发生转变，使得所述I和Q信号中的每一者近似于正弦波，且具有最低三次谐波频谱分量。在一个实例中，减少所述I和Q信号的所述三次谐波分量简化所述发射器的放大器级的设计且有助于减少接收频带噪声。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
所揭示的实施例涉及驱动混频器，且更特定来说涉及驱动在无线发射器的发射链中的混频器。
技术介绍
在例如蜂窝式电话手持机的无线电发射器等许多无线电发射器中，待传送的信息调制到用于发射的载波上。虽然存在许多可采用的复杂调制方案，但如蜂窝式电话中目前所实践的大多数这些方案可分类为涉及两种通用方法之一。在第一种方法中，压控振荡器 (VCO)输出高频率信号。高频率信号接着经放大，且从天线进行发射。VCO直接以智能信息来调制。可使用数/模转换器(DAC)将控制信号供应给VC0，使得VCO输出信号经调制以包括所述智能信息。此第一种方法具有某些优点和缺点。在第二种方法中，使用VCOdfiMVCO 并不直接以智能信息来调制。实际上，将相对稳定且频率固定的VCO输出信号供应给混频器。另外，将包括调制智能信息的较低频率信号供应给所述混频器。较低频率信号(也称为基带信号)通常使用DAC来产生。混频器将VCO输出信号乘以基带调制智能信息信号， 借此产生处于约本机振荡器(LO)信号的频率下的包括智能信息的高频率信号。此较高频率信号接着经放大，且从天线进行发射。此第二种方法也具有某些优点和缺点。图1 (现有技术)为采用第二种方法的电路的简图。本机振荡器1包括锁相回路 (PLL)(未图示)，所述锁相回路又包括VCO (未图示)。本机振荡器1产生一信号，所述信号在此处称为本机振荡器(LO)信号。此LO信号实质上为VCO的输出。LO信号供应给混频器2的一个输入。数字智能信号3包括待传送的智能信息。数字信号3通过DAC 4转换成模拟形式，从而产生模拟智能基带信号。此模拟信号经滤波器5滤波，且作为智能基带信号 BB供应给混频器2的第二输入。混频器2将智能基带信号BB乘以LO信号，以对智能信号进行升频转换。包括智能信息的经升频转换的信号6接着经驱动器放大器7和功率放大器 8放大，且从天线9进行发射。图2(现有技术)为说明与图1的电路相关联的问题的图。在所说明的实例中， LO信号具有IGHz频率，且基带智能信号BB具有IOOKHz频率。混频器2并非理想的电路元件，而是展现非理想的特性。由混频器2输出的信号6实际上包括在LO信号的基波频率 (IGHz)下的信号10，以及信号11和12。信号11的频率为基波频率的三倍。信号12的频率为基波频率的5倍。信号11和12为基波信号的两个奇次谐波。虽然仅说明这些谐波中的两者，但实际上还产生其它较高阶奇次谐波。除产生在基波频率和奇次谐波频率下的信号10到12外，混频器2还输出智能信号的升频转换版本13。另外，如果此信号13的频率为基波频率加基带信号的频率(IGHz加IOOKHz)，那么混频器2还将输出智能信号的版本 14和15。版本14处于三次谐波的频率减智能信号的频率下。在图2的实例中，此频率为 3GHz减ΙΟΟΚΗζ。混频器2还输出处于五次谐波的频率加智能信号的频率下的智能信号的版本15。在图2的实例中，此频率为5GHz加ΙΟΟΚΗζ。在此样式中，混频器输出智能信号的多个版本，其中所述版本的频率位置在基波的奇次谐波的上方和下方交替，因为认为混频器的频谱分量的频率上升。在图2的左边部分中说明信号6的频率分量。接着，除混频外，图1的实际电路还涉及混频器输出信号6的放大。实际放大器在某种程度上为非线性的。放大级7和8的非线性导致信号6的各种频率分量互混。作为此互混的结果，信号版本14的频率将降低，且所述信号版本14将作为信号16出现在放大器输出中。图2的右边部分说明互混的结果和信号16的产生。如所说明，信号16的频率接近于LO的基波频率。图3为进一步详细地说明图2的右边部分的图。为使蜂窝式电话协议的网络容量达到最大，对在所分配的频带中和其周围发射器可发射多少能量常常存在严格要求。在本文所阐述的实例中，所分配的频带17从IGHz减IOOKHz扩展到IGHz加IOOKHz。降频信号 16出现在此频带略微外部IGHz加3X IOOKHz的频率下。另外，需要界定发射器在从所分配的频带17以递增频率扩展和从所分配的频带17以递减频率扩展的每一频率下可发射的最大功率量。线18和19识别对发射功率的这些限制，且称为发射掩码。应注意确保降频信号16不会具有大到使其违反发射掩码的量值。可采用若干技术来确保信号16不违反发射掩码要求。举例来说，可使用极大的放大器实现驱动器放大器级7和功率放大器级8。一般来说，放大器的非线性在放大器更猛烈地驱动时增加。如果小的放大器更猛烈地驱动以产生更多增益，以便产生所需功率的输出信号，那么较小放大器通常将展现更大的非线性。然而，如果提供相对大的放大器来产生所需功率的输出信号，那么放大器一般可展现较小的非线性。然而，提供此类大的放大器费用高且/或消耗不合需要的大量功率。另一种技术涉及制造一种不输出三次谐波分量的放大器，而非以此方式使放大器的尺寸过大。此类放大器可使用多个级来制成，其中每一级包括不会过度驱动的放大器。因此，每一级可经制成以展现最低非线性。从一级输出的信号经滤波以消除三次谐波分量，接着经滤波的信号供应给下一放大级的输入。遗憾的是，此多级技术可将不合需要量的噪声引入到经放大的信号中。在一些蜂窝式电话标准中，对于发射器来说，不仅禁止注射过多功率到相邻装置的所分配频带的区域中，而且还禁止发射器将过多噪声引入到接收频带中。 图3中此接收频带通过“RX”识别。一般来说，每一放大器级添加一定量的噪声。来自多个放大器级的噪声的累积可能过大以致违反接收频带噪声要求。寻求这些问题的解决方案。
技术实现思路
以在本文中称为“低三次谐波同相⑴和正交(Q)信号”的信号驱动无线发射器 (例如蜂窝式电话手持机的发射器)的发射链的混频器。所述低三次谐波I和Q信号中的每一者具有三种或三种以上信号电平。这三种或三种以上信号电平之间不时地发生转变， 使得所述信号近似于正弦波且具有最低三次谐波频谱分量。在一个特定实例中，所述I和Q 信号中的每一者为差分信号，在一个周期中，所述差分信号在所述周期的第一 8. 33%具有第一零伏信号电平，接着在所述周期的第二 33. 33%具有第二 +1. 3伏信号电平，接着在所述周期的第三16. 66%具有所述第一零伏信号电平，接着在所述周期的第四33. 33%具有第三-1. 3伏信号电平，且接着在所述周期的第五8. 33%具有所述第一零伏信号电平。此特定的I和Q信号波形具有三种信号电平(也称为三种状态)。所述低三次谐波I和Q信号由低三次谐波除法器(Low Third Harmonic Divider, LTHD)电路产生。LTHD电路接收由本机振荡器的锁相回路(PLL)输出的信号，产生所述低三次谐波I和Q信号，且将所述低三次谐波I和Q信号输出到所述混频器。 在一个实例中，与以仅具有两种信号电平的常规差分I和Q信号驱动混频器相比， 降低所述I和Q信号的三次谐波分量使发射器的放大器级的设计简化且有助于减少接收频带噪声。通过从所述本机振荡器I和Q信号减少或消除三次谐波频谱分量，可放大GSM/ EDGE (全球移动通信系统/增强型数据速率GSM演进)发射器中的混频器的输出而不违反 GSM发射掩码，且同时满足GSM和EDGE的接收频带噪声要求。上述内容为概要且因此必然含有简化、一般化和细节省本文档来自技高网...
【技术保护点】
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：布尚·S·阿苏瑞，严宏延，
申请(专利权)人：高通股份有限公司，
类型：发明
国别省市：
还没有人留言评论。发表了对其他浏览者有用的留言会获得科技券。