阻抗校正制造技术

用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器的一个实施例具有阻抗和开关，该开关能够被控制以允许来自源的电流流过该阻抗。控制电路循环地操作该开关。

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】阻抗校正
技术介绍
电子设备的电源通常使用两级系统，其中典型地为100-250V AC、50_60Hz的输入 市电(utility power)首先被转换并整流以产生大约12V DC功率(其可以被平滑至更大 或更小程度)并且然后被调节以为负载设备产生足够平滑且稳定的DC电源。调节器可以 是开关变换器，诸如DC-DC “降压变换器”，其中通过快速接通和切断摄入(intake)晶体管 或其他开关来调节功率摄入。典型地调节这些变换器以至少在短期内产生到电阻负载中的恒定输出电压以及 因此实际上产生恒定输出功率。如果电源电压增大，则开关的占空比被减小，以减小到变换 器中的平均电流。如在与变换器的开关速度相比为低的频率下测量的那样，这产生负的实 (real)边际输入阻抗的效应。一般而言，阻抗可以是纯电阻、纯电抗、或具有电阻部分和电 抗部分两者的复数阻抗。如果在给定电源电路中所有开关变换器的组合的负输入阻抗超过 在该电路中从一级变压器/整流器到开关变换器的部分中的正实阻抗，则该电路可能变得 不稳定。由于仅有的正实阻抗可能是一级变压器/整流器的输出阻抗，所以这是非常可能 的。先前已提出通过在开关变换器旁边(alongside)包括电阻和/或电容负载阻抗以提供 附加的正实阻抗来使此类电路稳定。然而，主要为电阻性的稳定负载浪费功率。如果稳定阻 抗要有效的话，则主要为电容性的稳定负载需要相当大的电容。在低频下，典型地在几kHz 之下，电容器的物理大小对于电路设计者而言变成重大问题。要理解，前面的一般描述和以下的详细描述两者是示例性和解释性的并且旨在提 供对要求保护的专利技术的进一步解释。附图说明被包含以提供进一步理解且被并入本说明书并构成本说明书的一部分的附图示 出本专利技术的实施例并且连同本描述一起用来解释本专利技术的原理而非限制。在附图中图1是阻抗校正电路的第一实施例的电路图。图2是包括阻抗校正电路的第二实施例的电源电路的实施例的一部分的电路图。图3是阻抗校正电路的第三实施例的电路图。图4是阻抗校正电路的第四实施例的电路图。具体实施例方式现在详细地参考在附图中示出的各个实施例。参考附图中的图1，大体由附图标记10指示的阻抗校正电路的第一实施例包括开 关12和阻抗14，它们在操作时连接在电源轨16和18之间。阻抗14可以是电阻的、电抗的 或者具有电阻和电抗分量两者的复数阻抗。开关12由控制电路20控制。在使用中，控制 电路20响应于电源轨16和18之间电压Vk的变化来控制开关12，以便随着电压Vk增大， 占空比(开关导通的时间比例)以及因此流过阻抗14的平均电流增大。这产生在电源轨16和18之间汲取电流的正阻抗的效应。现在参考图2，大体由附图标记50指示的电源电路的一个实施例包括一对功率轨 52和54，DC功率源56、负载设备58和第二形式的阻抗稳定器60连接到该对电源轨。DC功率源56可以例如是诸如整流器或变压器整流器之类的AC-DC变换器，其在电 源轨52、讨之间产生未理想平滑的DC电压VK。此类DC功率源是公知的并且为了简明起见 在这里不更详细地描述功率源56。在图2所示的实施例中，负载设备58是“降压变换器”，其从电源轨5254汲取电 流并且向由电阻器62表示的负载提供更低但更恒定的输出电压。图2所示的降压变换器 58包括由以比较器66和放大器68为形式的控制电路控制的开关64，其交替地对电感器70 充电并且允许该电感器放电。在使用中，在电阻负载62的稳态操作中，比较器66将来自电感器70的输出电压 与参考电压进行比较以便在期望的容差内维持供应给电阻负载62的电压、电流和功率恒 定。结果，比较器66控制开关64的占空比以便通过电源轨5254从DC电源56汲取类似 恒定的功率。因此，如果DC电压Vk增大，则开关64的占空比以及降压变换器58汲取的平 均电流降低，反之亦然，从而产生负表观边际电阻。如果降压变换器58的负边际电阻大于 DC电源56的正输出电阻，则电源电路50可能变得不稳定并且可能不期望地振荡或谐振。 如果具有负边际阻抗的若干负载设备58连接到单一电源56，则这个不期望的不稳定条件 可能甚至更可能发生。在图2所示的电路50中，阻抗稳定器60提供对负载设备58的负边际阻抗进行补 偿的正边际阻抗。阻抗稳定器60包括在电源轨5254之间与电阻器82串联的开关80，其在图2所 示的实施例中是场效应晶体管。比较器84将横跨电阻器82的电压(其表示由阻抗稳定器 60汲取的电流Ik)与电源电压Vk进行比较。比较器84的输出可以通过合适的放大器90来 驱动开关80。比较器84的两个输入通过带通滤波器86、88被馈送以便阻抗稳定器60仅响应于 期望的频率范围内的电压波动，所述期望的频率范围典型地是在几千赫兹以下，在该频率 处通过电容负载的常规稳定将要求不适当的大的电容器。电路部件被选择成使得在比较器 84的控制下开关80的开关速率以及负载设备58中的开关64的开关速率与带通滤波器86、 88的上限截止频率(upper cutoff)相比是快速的。因而，比较器84对于由开关造成的急 速波动没有响应，并且感知在开关80的占空比上平均的电流Ικ。所述带通滤波器可以具有比开关80在正常操作中的开关速率低至少一个数量级 优选地低至少三个数量级的上限截止频率。在示例中，阻抗稳定器可以主要针对稳定全波 整流的AC市电的100-120ΗΖ波动，并且开关80的开关速率可以在1. 2kHz之上，优选地在 120kHz之上。在简单的反馈电路中，开关80的开关循环时间以及开关循环内的占空比可以 变化，但是最大循环速率典型地由反馈回路中部件的响应时间来确定。比较器84被配置为控制开关80的占空比以便电流Ik通过如下关系与电压Vr相 关= k3 其中kp 1 和k3是合适的常数。阻抗稳定器60的表观边际阻抗是dVK/dIK = k2/\，其为常数。该边际阻抗被选择 为足以使电源电路50在操作区域中的整体边际阻抗为正。因为关注的仅仅是边际阻抗而非平均阻抗，所以可以选择k3以减小实际的电流汲 取。例如，在电路50的正常使用范围内预期发生的Vk的最高值处，Ik可以被设定为零。阻抗稳定器60可能没有下面描述的那些高效，因为初级阻抗是消耗性的但是很 简单的电阻器82。现在参考图3，大体由附图标记100指示的第三形式的阻抗稳定器包括串联连接 在电源轨106、108之间的两个开关102、104。开关102、104由交替接通这些开关的脉宽调 制(P丽)电路110控制。P丽电路110由比较器112控制，比较器112将电源电压Vk与在 两个开关102、104之间的输出节点处的电压进行比较。该输出节点被提供有与图2所示的 降压变换器58中的LCR电路类似的LCR电路。通过比较降压变换器58与阻抗稳定器100 可以看出，第二开关104可以用反向偏置的二极管替代。阻抗稳定器100可以被非常经济地制造，因为大多数其电路是标准的降压变换ο现在参考图4，大体由附图标记120指示的第四形式的阻抗稳定器包括由PWM电 路124控制的开关122，PWM电路124由比较器126控制，比较器126将电源电压Vk与在开 关122的输出处的电压进行比较。开关122与电阻器128和电感器130串联本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种用于与由电压源供电的开关电压调节器一起使用的阻抗稳定器，包括：　　阻抗；　　开关，其能够被控制以允许来自源的电流流过该阻抗；以及　　控制电路，用于以受控的占空比循环地操作该开关，该控制电路响应于具有比该开关的循环速率低的频率的该源的电压的变化来随着该源的电压的增大而增大该开关的占空比。

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】

【专利技术属性】
技术研发人员：SM巴布，
申请(专利权)人：惠普开发有限公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]