D类放大器制造技术

一种Ｄ类放大器，包括：　　　　一个脉冲调制器，用来生成一个脉冲调制信号；　　　　一个校正电路，用来参照所述脉冲调制信号对通过反馈输入的反馈信号进行校正；以及　　　　一个电源开关，用来根据从所述校正电路输出的校正信号生成一个电压信号，其中　　　　所述反馈信号是根据所述电压信号生成的，并且　　　　所述校正电路包括：　　　　一个第一积分器，用来根据所述脉冲调制信号进行积分；　　　　一个第二积分器，用来根据所述反馈信号进行积分；以及　　　　一个比较器，用来对从所述第一积分器输出的第一积分信号和从所述第二积分器输出的第二积分信号进行比较，并根据比较结果生成所述校正信号。（*该技术在2023年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种D类放大器，并且尤其涉及一种具有校正电路的D类放大器。
技术介绍
D类放大通常被通过对高频、低功率损耗的音频信号进行功率放大以使得装置小型化的方法所采样。在一种众所周知的D类放大器中，一个数字化音频信号被直接转换为脉冲宽度调制信号并提供给电源开关。该电源开关一般包括一个与恒压电源相连的切换装置以及一个接地(或阴极电源)的切换装置。还众所周知的一种方法就是通过Δ-∑调制来降低由需要PWM(脉冲宽度调制)转换的再量化器所导致的舍入误差，这能够获得高精度PWM(脉冲宽度调制)信号。该PWM信号是从具有高精度的电源开关输出的，因此能够从D类放大器中输出高质量音频信号(参见JP11-261347(1999)以及JP2001-292040)。可是，上述的方法实际上会导致这样的问题使用为电源开关供电的理想恒压电源一般来说很难实现零耗费，并且恒压电源的消耗功率会增加，这就会导致D类放大器固有优点的丧失。考虑到这些问题，虽然并不是全部，但在很多种情况下采用了折中的方式，该方式仅仅抑制音频的交变部分，可是这也会由于LC滤波器而成为问题。进一步，根据上述的方法，构成电源开关的各个电源切换装置都具有一个用于打开和关上的有限延迟时间。因此，通常很难将与恒压电源相连的切换装置以及接地的切换装置中的一个打开，而在同一时间将另一个关上。这样，就需要设置一个在其中一个装置几乎被完全关上之后直到另一个装置被打开之间的停滞时间。上面提到的电源波动会直接以电源开关输出信号的幅值波动的形式出现，这就会导致放大器输出音频信号的失真。进一步，由于停滞时间设置所导致的电源开关输出信号的失真也会导致放大器输出音频信号的失真。作为解决上述问题的方法，众所周知的就是根据常用技术的校正系统(参见国家译文出版物2001-51739，例如图3-8)。这种常用的技术将在下面参照显示结构的附图进行说明。图32为具有常规校正系统的D类放大器的结构方框图。在图32中，脉冲调制器100、校正单元102、电源开关103以及LPF(低通滤波器)104相互串联在一起。误差处理器101与校正单元102及电源开关103并行的连接在节点N100与N101之间，并将其输出与校正单元102相连。在该具有如图所示配置的校正系统的D类放大器中，脉冲调制器100通过对一个音频信号进行调制而生成一个二进制脉冲调制信号Vr。该电源开关103通过依据校正信号Vc的值在恒压电源与地之间进行切换来进行功率放大，其中该校正信号Vc是一个通过校正单元102传输的二进制脉冲信号，并使得电源向与放大器输出相连的负载供电。这里，该电源开关103包括一个导致音频信号失真的因数(这里称作失真因数)，例如电源波动以及切换装置操作的停滞时间设置。该误差处理器101检测电源开关103输出信号的失真，并且尤其是参照脉冲调制器100输出的脉冲调制信号Vr检测电源开关103输出的反馈信号Vs中的误差，从而生成并输出一个相应于该误差的误差信号Ve。该校正单元102通过根据误差处理器101输出的误差信号Ve改变其宽度来校正从脉冲调制器100输入的脉冲调制信号Vr，由此进行控制以便于减少来自误差处理器101的误差信号Ve。该校正单元102的内部结构将在下面进行描述。图33为校正单元102的内部结构方框图。在图33中，积分器200、限幅器201以及比较器202的“-”端串联在一起。该比较器202的“+”端与误差处理器101的输出部分相连而其输出部分与电源开关103的输入相连。该积分器200的输入与脉冲调制器100的输出相连。下面将参照图34对校正单元102中各个部分的操作进行说明，其中示出了校正单元102在各个点的信号波形。在图34中，参考标记210表示输入至积分器200的脉冲调制信号Vr的波形，211表示输入至比较器202“-”端的输入信号Vi的梯形波，其是从在通过积分器200以及限幅器201的同时被转换的脉冲调制信号中获得的。通过积分器200的作用，梯形波211的下降沿和上升沿倾斜成一定的角度。通过限幅器201的作用将梯形波211的幅值限制在一定的范围之内。参考标记212和213均表示从误差处理器101中输出并输入至比较器202“+”端的误差信号Ve的波形，214和215均表示通过对输入信号Vi以及输入至比较器202的误差信号Ve进行比较而在比较器202中生成并从中输出的校正信号Vc的波形。这里，该波形212和213是从彼此具有不同值的误差信号Ve中得到的。波形214是根据波形212从比较器202中生成的校正信号Vc中得到的，并且波形215是根据波形213从比较器202中生成的校正信号Vc中得到的。从图34中可以看出，当误差信号Ve具有高电位时(在波形212的情况下)，校正单元102中的比较器202会生成一个具有宽脉冲宽度(也就是波形214)的校正信号Vc，并且相反的，当误差信号Ve具有低电位时(在波形213的情况下)，比较器202会生成一个具有窄脉冲宽度(也就是波形215)的校正信号Vc。因此，在从用作基准的脉冲调制器100输入的脉冲调制信号Vr以及从电源开关103输入的反馈信号Vs中生成误差信号Ve的过程中，该误差处理器101被设置为使其能够在含有误差的反馈信号Vs的脉冲宽度大于或等于用作基准的脉冲调制信号Vr的脉冲宽度的情况下生成一个在电位上降低的误差信号Ve作为波形213，并且在含有误差的反馈信号Vs的脉冲宽度小于或等于用作基准的脉冲调制信号Vr的脉冲宽度的情况下生成一个在电位上升高的误差信号Ve作为波形212。具有上述结构的校正系统的D类放大器的使用能够自动降低从电源开关103输出的反馈信号Vs相对于被用作基准的脉冲调制信号Vr的误差。这样，由于电源电压中的波动以及电源开关103中的停滞时间设置而导致的信号失真就能够自动地被校正，这就防止了放大器输出音频信号的失真现象的出现。可是，通过上述在国家译文出版物2001-51739中公开的D类放大器中的反馈来进行校正的校正系统会出现下面的问题。首先，为了改进校正的效果，需要将输入给比较器202“-”端的信号Vi转换为高精度的梯形波信号。可是，生成一个高精度梯形波信号的缺点就是需要有一个与图33中所示的电路相比的复杂的电路结构。其次，脉冲调制信号Vr以及输入给误差处理器101的反馈信号Vs都是脉冲信号。通常很难从这种脉冲信号中生成误差信号Ve，并且在误差信号Ve中剩余的脉冲也无法彻底清除。这些剩余的脉冲会导致很难获得充分的校正效果。在剩余脉冲部分被彻底清除的情况下，该电路的操作是受限制的。也就是说，当脉冲部分在校正单元102的非线性区域中发生失真时，误差信号Ve也会发生失真，这就无法进行适当的校正。因此，最理想的情况就是在误差处理器101中生成的误差信号Ve中不包括脉冲部分，该部分会反映出脉冲调制信号Vr以及反馈信号Vs低频部分之间的差值。可是事实上，误差处理器101中反馈信号Vs的相位旋转使循环操作无法稳定，这就使得很难对误差处理器101进行过滤，因此使得脉冲部分被衰减。另一方面，为了获得充分的反馈效果，也需要对误差信号Ve进行充分放大和校正，矛盾的是，这会同时将剩余的脉冲部分放大。在前面所提到的条件下，由于存在剩余脉冲因此很难获得充分的校正本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：田浦贤一，辻雅之，石田雅之，仲田刚，
申请(专利权)人：三菱电机株式会社，
类型：发明
国别省市：