开关控制电路和自激DC-DC转换器制造技术

一种自激ＤＣ－ＤＣ转换器，包括：开关元件，其对直流输入电压进行斩波；平滑电路，其对经斩波的电压进行平滑，以产生ＤＣ输出电压；开关控制信号发生电路，其通过将输出电压的反馈电压与比较电压进行比较，来产生用于进行开关元件的接通／断开控制的开关控制信号；输出校正电路，其根据反馈电压与基准电压之间的误差调整比较电压，以及当输出电流处于过流状态时，减小比较电压的电平；过流保护信号发生电路，当输出电流处于过流状态时，其产生用于断开开关元件的过流保护信号，而不管开关控制信号；以及延迟电路，对过流保护信号进行延迟。此外，其中还设置有开关控制电路。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及开关控制电路以及自激DC-DC转换器。
技术介绍
DC-DC转换器是嵌入电子器件中的局部开关电源，并主要被分 为他激型和自激型。DC-DC转换器具有用于对直流输入电压Vin进行 斩波(chop)的至少一个开关元件，并且控制该开关元件的开/关以对 输入电压Vin进行斩波。在该开关电源中，通过LC平滑电路等对经 斩波的输入电压Vin进行平滑，从而获得处于与输入电压Vin的电平 不同的特定目标电平的输出电压Vout。通过这样的布局，DC-DC转 换器可以提供对于连接到DC-DC转换器的负荷侧电路所需的电源电 压。图6示出了常规他激DC-DC转换器300的结构。 他激DC-DC转换器300被提供有串联在输入电压Vin的电源线 与地线之间的NMOS晶体管Ql、 Q2，并且NMOS晶体管Ql、 Q2 是以互补方式通过驱动电路40来导通/截止的。结果，表示高电平 (H-level)和低电平(L-level)的方波信号出现在NMOS晶体管Ql、Q2的连接点，并且被提供给由平滑线圏L和电容元件Cl构成的LC 平滑电路。通过这种方式，产生输出电压Vout，其与输入电压Vin相 比被降压，并被平滑。输出电压Vout被用于调整目标电平的电阻元件Rl 、 R2所分割， 以产生电压(=R2/(R1+R2)),该电压,皮返回至误差放大器100。误差 放大器IOO对随着输出电压Vout而变化的分割的电压Vf与基准电压 Vref之间的误差进行积分并输出。PWM比较器120将三角波振荡器 110输出的三角波电压与误差放大器100的输出进行比较，以产生经 由驱动电路40对NMOS晶体管Ql、 Q2进行导通/截止的PWM (脉 宽调制)信号P。在这种情况下，在PWM信号P处于高电平的时间 段中NMOS晶体管Ql导通(NMOS晶体管Q2截止)，而在PWM 信号P处于低电平的时间段中NMOS晶体管Ql截止(NMOS晶体管 Q2导通)。假设他激DC-DC转换器300的输出电压Vout由于干扰等变得 高于稳定电平。在这种情况下，由于被分割的电压Vf随着输出电压 Vout而变并且变得较高，所以从误差放大器100输出的误差电压 (Vref-Vf)逐渐减小。结果，从PWM比较器120输出的PWM信号 P中，高电平脉冲宽度变短。由于NMOS晶体管Ql的导通时间段被 缩短，所以输出电压Vout的电平减小，并且输出电压Vout被控制在 返回稳定状态的方向上。另一方面，如杲输出电压Vout变为4氐于基 准电压Vref的电平，则虽然与上面的操作相反，但输出电压Vout类 似地仍然被控制在返回稳定状态的方向上。顺便来说，已知难于加速他激DC-DC转换器300的操作，因为 在被分割的电压Vf用于PWM比较器120之前，该被分割的电压Vf 必须经过误差放大器100。具体地，具有电阻元件Rl和电容元件Cr 的误差放大器100构成了积分电路。因此，如果输出电压Vout迅速 变化，则误差放大器100无法快速输出与快速变化对应的输出结果。 因此，误差放大器100需要花时间进行与输出电压Vout的快速变化 对应的控制。因此，已经提议从自激DC-DC转换器中去除误差放大器100(其 是快速控制响应的抑制因素)以及三角波振荡器110。由于输出电压 Vout的波动(即，紋波，ripple)直接表现为开关元件的接通/断开时 间段中的变化，所以自激DC-DC转换器具有更快的控制响应，并且 适于需要更快的负栽波动响应的电源应用。这种类型的自激DC-DC 转换器通常被称为"紋波转换器，，(例如参见日本专利申请特开公报 No.2005-110369)。图7示出了常规紋波转换器310(以下称为"第一常规示例的紋波 转换器310")的典型结构。与图6所示的他激DC-DC转换器300的 不同在于布置了紋波比较器10和延迟电路30，来代替误差放大器100、 三角波振荡器110和PWM比较器120。与图6中相同的标号表示相 同的组件，这些组件将不再说明。紋波比较器10被实现为所谓的差动比较器，其具有反相输入 端子，对于其施加有通过分割紋波状输出电压Vout而获得的分割的 电压Vf;非反相输入端子，对于其施加有要与分割的电压Vf比较并 且与输出电压Vout的目标电平对应的基准电压Vref;以及输出端子， 用于根据分割的电压Vf与基准电压Vref之间的电平比较结果，经由 驱动电路40输出导通/截止NMOS晶体管Q1、Q2的开关控制信号D。 对于由延迟电路30通过延迟开关控制信号D而产生的开关控制信号 D，， NMOS晶体管Ql在高电平时间段中导通，NMOS晶体管Q2在 低电平时间段中导通。在将从紋波比较器10输出的开关控制信号D提供给NMOS晶体 管Q1、 Q2之前，延迟电路30使开关控制信号D延迟预定延时Td。 因此，由于NMOS晶体管Ql、 Q2的导通/截止时间段随着延时Td 的变化而变化，因此可以说延迟电路30用于将NMOS晶体管Ql、 Q2的开关频率设为期望值。顺便来说，除了延迟电路30的延时Td 以外，紋波比较器10和驱动电路40具有延迟，并且NMOS晶体管 Ql、 Q2具有开关延迟。然而，在假设这些延迟极短于延迟电路30的 延时Td的前提下，在以下描述中忽略这些延迟。图8示出了在降压比为"l/2"的情况下第一常规示例的紋波转换 器310的主要信号的波形图。"降压比为1/2，，是如下情况，例如10V 的输入电压Vin被降压至5V的输出电压，并且在这种情况下，NMOS 晶体管Q1、 Q2中每一个的占空比为"l/2"。紋波比较器10当分割的电压Vf没有超过基准电压Vref时输出 高电平开关控制信号D，并且当分割的电压Vf超过基准电压Vref时 输出低电平开关控制信号D (见图8 (a) 、 (b))。当开关控制信 号D经过延迟电路30时，产生延迟了延时Td的开关控制信号D，(见 图8(b) 、 (c))。开关控制信号D，被提供给NMOS晶体管Ql、 Q2。因此，当分割的电压Vf变得高于基准电压Vref时，NMOS晶体 管Q1没有截止(NMOS晶体管Q2没有导通)，当在分割的电压Vf 变得高于基准电压Vref之后经过了延时Td时，NMOS晶体管Ql截 止(NMOS晶体管Q2导通)。类似地，当在分割的电压Vf变得低于 基准电压Vref之后经过了延时Td时，NMOS晶体管Ql导通(NMOS 晶体管Q2截止)(见图8 (a) 、 (d) 、 (e))。结果，分割的电 压Vf的波形是占空比为"l/2，，的具有相同升降斜度的三角波，并且分 割的电压Vr的平均电平(直流分量)与基准电压一致。假设由于干扰等，第一常规示例的紋波转换器310的输出电压 Vout变得高于稳定状态。在这种情况下，由于分割的电压Vf随着输 出电压Vout而变得较高，所以在从紋波比较器10输出的开关控制信 号D中，高电平脉冲宽度变窄。结果，由于NMOS晶体管Ql的导通 时间段变短，所以输出电压Vout的电平降低，并且输出电压Vout被 控制在返回到稳定状态的方向上。另一方面，如杲输出电压Vout变 为低于基准电压Vref的电平，则即使在与上迷相反的操作中，输出电 压Vout类似地也净皮控制在返回到稳定状态的方向上。本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种被设置在自激ＤＣ－ＤＣ转换器中的开关控制电路，该自激ＤＣ－ＤＣ转换器通过接通／断开开关元件来对直流输入电压进行斩波，然后利用平滑电路对经斩波的电压进行平滑，以产生与输入电压的电平不同的目标电平的输出电压，该开关控制电路包括：　开关控制信号发生电路，其借助于将通过反馈输出电压而获得的反馈电压与作为比较对象的比较电压进行比较，来检测输出电压的纹波的变化，并产生用于进行开关元件的接通／断开控制的开关控制信号，以使输出电压跟随目标电平；　过流保护信号发生电路，其检测自激ＤＣ－ＤＣ转换器的输出电流，并且当检测到输出电流处于等于预定电流或大于预定电流的过流状态时，产生用于断开开关元件的过流保护信号，以使输出电流小于预定电流，而不管开关控制信号；以及　输出校正电路，其根据反馈电压相对于基准电压的相对误差来调整比较电压，以使反馈电压的平均电平与对应于目标电平的基准电压一致，以及当过流保护信号发生电路检测到输出电流处于过流状态时，减小比较电压的电平。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：福士岩，西智昭，野间隆嗣，
申请(专利权)人：三洋电机株式会社，株式会社村田制作所，
类型：发明
国别省市：JP[日本]