软切换全桥电路转换器制造技术

一种软切换完全桥接电路脉宽调制（“ＦＢ　ＰＷＭ”）转换器，包括一耦合电感器提供宽范围的输入电压和输出负载的ＺＶＳ状态。另外，本发明专利技术的ＦＢＰＷＭ转换器既不需要变压器中的大漏感也不需要外部电感器来实现ＺＶＳ状态。（*该技术在2021年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一隔离式(isolated)dc/dc转换器(converter)。特别是，本专利技术涉及一恒频隔离式dc/dc完全桥接电路(full-bridge)转换器，此完全桥接电路转换器以零电压切换初级各开关方式工作。
技术介绍
在高切换频率下影响常规的“硬切换”脉宽调制(PWM)转换器的不利因素是例如为半导体结电容，变压器漏感和整流器反向恢复的电路寄生效应。通常，这些寄生效应引入附加切换损耗并且增加元件应力(stress)，因此限制了转换器的最大工作频率。为了在高切换频率操作转换器并且实现一个高功率密度，需要在不降低转换效率的条件下消除或减少电路寄生效应。一种将电路寄生效应计入电路操作的方法利用谐振技术或一恒频PWM软切换技术。按照谐振技术，调谐回路电路将在转换器中的半导体开关的电流和电压的波形整形以产生或者零电流关断或者零电压接通状态。然而，相对于常规的切换技术，在谐振型转换器中零电流切换(ZCS)和零电压切换(ZVS)在半导体开关中引起大电流或大电压应力。另外，为了产生ZCS或ZVS状态，一种谐振拓扑结构通常循环大量的能量。因此，当和一在较低频率下操作的PWM相应转换器相比较时，特别是在一包括宽输入电压范围的应用中，在较低效率的或较大的高频谐振型转换器中导致要在开关损耗和传导损耗间折衷选择。另外，可变频率操作通常看作是谐振转换器的缺点。因此，虽然谐振转换器用于例如那些带有发声寄生效应的许多适当应用中，但是谐振技术在高频电源，大功率密度的应用中，没有被广泛接受。为了克服因为电路寄生效应引起的效率降低，己提出许多恒频PWM转换器以ZVS或ZCS操作的技术。在这样一个软切换PWM转换器中——拥有类似PWM方形电流和方形电压波形——可以实现开关无损耗关断或导通，并且没有显著增加传导损耗。图1(a)是完全桥接电路(FB)PWM转换器100的软切换PWM电路，在由O.D.Petterson，D.M.Divan所著，出版在IEEEPower Electronics Specialists’ConfRec.，pp.424-430，1987的论文“伪谐振完全桥接电路直流向直流转换器”和由J.Sabate，et.al.所著，出版在IEEEApplied Power Electronics Conf(APEC)Proc.，pp.275-284，1990的论文“高压大功率完全桥接电路零电压切换的PWM转换器的设计考虑”中予以讨论。转换器100在一恒切换频率下以相对小的循环能量，在初级开关中形成ZVS状态。通过相移技术实现一恒频输出电压。按照该技术，桥接电路的滞后(ladding)支臂中的开关(即开关103和104)仅在相对于图1(b)表示的超前支臂开关(即开关101和102)对应闭合的延迟(即相移)后闭合。没有相移的状态下，没有电压施加在变压器105的初级绕组105a两端，使电压输出为零。然而，如果相移是180度，产生的最大二次级电压(maximum volt-secondproduct)施加到初级绕组105a上，产生一最大输出电压。在图1(a)的转换器100中，滞后支臂(即开关103和104)中的ZVS状态是通过存储在输出滤波电感器106中的能量实现的。因为滤波电感器106相当地大，即使是在一小的负载电流情况下，存储在滤波电感器106中的能量足够使开关103和104的输出寄生电容107和108放电，以实现ZVS状态。然而超前支臂开关101和102的寄生电容112和113是通过存储在变压器105的漏感109中的能量放电的。(在开关101和102的切换期间，因为整流器110和111流过滤波电感器106的输出电流，初级绕组105a被短路。)因为漏感109较小，开关101和102即使在相当大的输出电流情况下，也不能实现ZVS状态。在现有技术中，超前支臂开关101和102的ZVS范围，或者是通过加大漏感109或者通过附加一个和初级绕组105a串联的外部电感来扩大。一适当大小的外部电感可以存储足够的能量以便即使在低电流情况下，在超前支臂开关101和102中实现ZVS状态。然而，一个大的外部电感器在满载下也将存储大量的能量，因此产生大的循环能量不利地使半导体元件加重负担并且降低切换效率。此外，在转换器100中，当整流器110和111中的一个关断时，在变压器105的次级绕组105(b)中产生尖锐的寄生减幅振荡。此减幅振荡来自于整流器结电容，漏感109和外部电感(当存在时)之间的谐振。为了控制此减幅振荡，在变压器105的副侧需要一阻尼器电路，因此明显降低了电路的转换效率。另外，在现有技术中，由于应用一可饱和的外部电感，开关101和102的ZVS范围扩大到低负载电流，而且没有显著增加循环能量，这由图2中完全桥接电路ZVS PWM转换器200说明。(在此的讨论和下面的详细描述中，为方便各图间的一致性，相同的元件用相同的标号表示)。转换器200在由G.Hua，F.C.Lee，M.M.Jovaonvic所著，出版在IEEE Power ElectronicsSpecialists’ConfRec.，pp.189-194，1991的“应用可饱和电感的改进的完全桥接电路零电压切换PWM转换器”的论文中给予描述。当饱和电感器209足够大而在高负载电流饱和的情况下，一受控的大量能量存储在饱和电感器209中。同时，在一低负载电流情况下(即当可饱和电感器209没有饱和时)，可饱和电感器209有足够大的电感存储足够的能量即使是在小负载的情况下，也能在开关101和102中形成ZVS。然而，当被置于变压器201的副侧时，可饱和电感209需要一相当大的磁心，因此转换器200的成本加大。(通常，要求一个大磁心以消除过多的热，此过多的热来自于在饱和电感器在正负饱和值之间磁通摆动引起的磁心损耗)。在现有技术中，FB ZVS PWM转换器的ZVS范围还通过在副侧置有可饱和电感器被扩大到低负载电流，如由图3中的FB ZVS PWM转换器300所表示。如图3所示，可饱和电感器309a和309b和整流器110和111串联，以便在每一个可饱和电感器309a和309b中的磁通摆动被限制在零和正饱和值之间(即在每一个可饱和电感器309a和309b中的磁通摆动近似为图2中饱和铁心209的磁通摆动的一半)。因此，图3中的转换器300的磁心损耗和图2中转换器200相比降低。然而，在电压步进式降低的转换器中(即输出电压Vo比输入电压Vin小的转换器)次级电流比初级电流大，可饱和电感器309a和309b的绕组的总的铜耗和可饱和电感器209的绕组的总的铜耗相比上升。对于整流器110和111次级侧的可饱和电感器309a和309b用作整流器110和111的关断阻尼器，因此衰减了在整流器110和111结电容与变压器301的漏感之间的寄生振荡(ringing)，并且当使用快速恢复整流器时反向恢复电流损耗降低。在一具有二次侧可饱和电感器的FB ZVS PWM转换器例如转换器300中，其中可使用一续流(freewheeling)整流器302。具有续流二极管302时，可饱和电感器309a和309b在低负载电流的情况下存储足够的能量以便实现以最小的循环能量初级开关的ZVS状态。没有续流二极本文档来自技高网...

【技术保护点】
一个改进的恒频相移控制的完全桥接电路直流向直流转换器，包括： 第一和第二对串联连接的可控制开关装置，每一对适用于并联连接电源， 所述每一对可控制开关装置包括一开关，一并联所述开关耦合的反向并联二极管以及一并联所述开关耦合的电容器； 一个具有第一和第二绕组的耦合电感器，每一个绕组具有第一连接端和第二连接端，所述第一和第二绕组的第二连接端连接到一起形成所述耦合电感器的公共连接端； 第一和第二隔直电容器，所述第一隔直电容器耦合在所述耦合电感器的所第一绕组的第一连接端和所述第一对可控制的开关装置的公共连接端之间，及所述第二隔直电容器耦合在所述耦合电感器的所述第二绕组的第一连接端和所述第二对可控制的开关装置的公共连接端间； 一个具有第一和第二绕组的变压器，变压器的初级绕组在所述耦合电感器的公共连接端和所述电源的连接端间耦合；和 一个耦合所述变压器次级绕组到负载的输出电路。

【技术特征摘要】
...

【专利技术属性】
技术研发人员：扬泰克简，米兰M乔瓦诺维克，
申请(专利权)人：台达电子工业股份有限公司，
类型：发明
国别省市：71[中国|台湾]