高阶LCLCL直流变换器的控制方法技术

一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法，属于直流变换器控制技术领域。本发明专利技术针对现有功率变换器的控制方法不适用于LCLCL高阶系统的问题。包括：对所述高阶LCLCL直流变换器进行电路变换，获得等效电路；根据等效电路列写非线性时变方程；对所述非线性时变方程引入扩展描述函数得到扩展描述时变方程；对所述扩展描述时变方程进行谐波近似，获得非线性时变方程的稳态工作点方程；对所述稳态工作点方程加入扰动得到小信号稳态工作点方程；再线性化所述小信号稳态工作点方程，得到谐波方程；由所述谐波方程建立状态空间模型，并进一步得到小信号模型。本发明专利技术能够使变换器在不同输入电压和负载条件下获得令人满意的动态特性。

【技术实现步骤摘要】
高阶LCLCL直流变换器的控制方法
本专利技术涉及高阶LCLCL直流变换器的控制方法，属于直流变换器控制

技术介绍
在DC/DC功率变换器领域，电源的功率密度和效率是评价其性能优劣的两项重要指标。提高变换器的开关频率可以提高开关电源的效率，但是开关频率的上升会导致开关损耗大幅增加，其效率也会随着频率的提升大幅降低，因此，高频化的DC/DC功率变换器多采用LC谐振的方式来实现软开关的工作状态，从而消除开关损耗，提高功率变换器的工作效率。现有的LLC谐振变换器在一定的频率范围内，通过改变功率变换器的开关频率，可以使软开关状态不受影响，同时获得不同的增益，从而确保在输入电压或负载发生变化时，输出电压可以保持稳定的状态和较高的转换效率。但其存在调频范围有限、副边电流大导致二极管损耗大及不具备优秀的软起动和过流保护方案的弊端，这都导致其使用范围受限。在DC/DC功率变换器变换输入电压并生成输出电压的过程中，需要结合一定的控制手段使其在不同输入电压和不同负载条件下均能获得令人满意的动态特性。现有对功率变换器的控制方法包括：首先基于变换器建模，再基于模型实现控制。对于谐振变换器，由于其时域变化性导致状态空间平均法等建模方法不适用，后又提出了简化的谐振建模方法，即建立谐振电容和谐振电感的等效模型。这种建模方法可以获得粗略的谐振变换器小信号模型，但其建模结果不精确，尤其对于高阶LCLCL直流变换器，误差会超过容错范围。另外，对功率变换器的控制还包括比例积分控制和PID控制。传统的比例积分(PI)控制很难在不同输入电压和不同负载条件下获得令人满意的变换器动态特性。即使是非常完美的PI参数也不能保证在不同工作区域下变换器均具有较好的相位裕度。尤其对于LCLCL高阶系统而言，PI与PID控制都不能保证系统具有足够的相位裕量与直流增益值。
技术实现思路
针对现有功率变换器的控制方法不适用于LCLCL高阶系统的问题，本专利技术提供一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法。本专利技术的一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法，所述高阶LCLCL直流变换器包括开关管S1、开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Ls、带阻滤波电容Cs、二极管D1、二极管D2和输出电容Cf，带阻滤波电感Ls和带阻滤波电容Cs相并联形成带阻滤波器；开关管S1的漏极连接电源Vin的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接电源Vin的负极；谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T的原边和带阻滤波器依次串联在开关管S2的漏极与源极之间；变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容Cf；输出电容Cf与负载电阻RL相并联；所述控制方法包括建立小信号模型：对所述高阶LCLCL直流变换器进行电路变换，获得等效电路；根据等效电路列写非线性时变方程；对所述非线性时变方程引入扩展描述函数得到扩展描述时变方程；对所述扩展描述时变方程进行谐波近似，获得非线性时变方程的稳态工作点方程；对所述稳态工作点方程加入扰动得到小信号稳态工作点方程；再线性化所述小信号稳态工作点方程，得到谐波方程；由所述谐波方程建立状态空间模型，并进一步得到小信号模型。根据本专利技术所述的高阶LCLCL直流变换器的控制方法，所述控制方法还包括：基于所述小信号模型，得到小信号传递函数；对小信号传递函数分解因式，得到多个零点与极点，去除高频零点和极点以及相近的零点和极点，保留剩余的零点和极点作为基准零点和基准极点；由所述基准零点和基准极点绘制小信号传递函数的伯德图；再基于小信号传递函数的伯德图，采用四极点四零点方法设计补偿器；最后通过补偿器实现对高阶LCLCL直流变换器的控制。本专利技术的有益效果：本专利技术方法中首先建立LCLCL变换器的小信号模型，它采用扩展描述函数法(EDF)建模方法，列写非线性时变方程，进行谐波近似，引入扩展描述函数，获取稳态工作点，增加扰动，线性化谐波方程，最后建立状态空间模型。本专利技术方法基于LCLCL直流变换器具有零增益点的特征实现，可出色的实现LCLCL直流变换器的软启动和过流保护。它基于小信号模型，探究变换器对不同干扰的抵抗能力；基于建立好的小信号模型，可进一步设计补偿器，从而平衡LCLCL变换器的动态响应速率和稳定性之间的关系，获得变换器在不同输入电压和不同负载条件下令人满意的动态特性。附图说明图1是本专利技术所述高阶LCLCL直流变换器的控制方法的流程图；图2是所述高阶LCLCL直流变换器的电路结构图；图3是所述高阶LCLCL直流变换器的等效电路图；图4是大信号模型图；图5是具体实施例中零极点分布的传递函数图；图6是基于小信号传递函数的获得的伯德图；图7是补偿器的系统框图；图8是对图6所示伯德图采用补偿器补偿后的新的伯德图；图9是通过补偿器实现对高阶LCLCL直流变换器控制的流程图；图10是直流变换器中负载由12.1A降至2.07A时补偿器控制下的动态响应波形图；图11是直流变换器中负载由2.07A升至12.1A时补偿器控制下的动态响应波形图；图12是谐振频率点fs＝1MHz处变换器的波形图；图13是谐振频率点fs＝1MHz处二极管及开关管波形图；图14为二极管整流波形图。具体实施方式下面将结合本专利技术实施例中的附图，对本专利技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本专利技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本专利技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本专利技术保护的范围。需要说明的是，在不冲突的情况下，本专利技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面结合附图和具体实施例对本专利技术作进一步说明，但不作为本专利技术的限定。具体实施方式一、结合图1所示，本专利技术提供了一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法，所述高阶LCLCL直流变换器包括开关管S1、开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Ls、带阻滤波电容Cs、二极管D1、二极管D2和输出电容Cf，带阻滤波电感Ls和带阻滤波电容Cs相并联形成带阻滤波器；开关管S1的漏极连接电源Vin的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接电源Vin的负极；谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T的原边和带阻滤波器依次串联在开关管S2的漏极与源极之间；变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容Cf；输出电容Cf与负载电阻RL相并联；所述控制方法包括建立本文档来自技高网...

【技术保护点】
1.一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法，所述高阶LCLCL直流变换器包括开关管S

【技术特征摘要】
1.一种高阶LCLCL直流变换器的控制方法，所述高阶LCLCL直流变换器包括开关管S1、开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Ls、带阻滤波电容Cs、二极管D1、二极管D2和输出电容Cf，
带阻滤波电感Ls和带阻滤波电容Cs相并联形成带阻滤波器；
开关管S1的漏极连接电源Vin的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接电源Vin的负极；谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T的原边和带阻滤波器依次串联在开关管S2的漏极与源极之间；
变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容Cf；输出电容Cf与负载电阻RL相并联；
其特征在于，所述控制方法包括建立小信号模型：对所述高阶LCLCL直流变换器进行电路变换，获得等效电路；根据等效电路列写非线性时变方程；
对所述非线性时变方程引入扩展描述函数得到扩展描述时变方程；对所述扩展描述时变方程进行谐波近似，获得非线性时变方程的稳态工作点方程；对所述稳态工作点方程加入扰动得到小信号稳态工作点方程；再线性化所述小信号稳态工作点方程，得到谐波方程；
由所述谐波方程建立状态空间模型，并进一步得到小信号模型。


2.根据权利要求1所述的高阶LCLCL直流变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
基于所述小信号模型，得到小信号传递函数；对小信号传递函数分解因式，得到多个零点与极点，去除高频零点和极点以及相近的零点和极点，保留剩余的零点和极点作为基准零点和基准极点；由所述基准零点和基准极点绘制小信号传递函数的伯德图；再基于小信号传递函数的伯德图，采用四极点四零点方法设计补偿器；最后通过补偿器实现对高阶LCLCL直流变换器的控制。


3.根据权利要求2所述的高阶LCLCL直流变换器的控制方法，其特征在于，
所述非线性时变方程包括：





















所述vab为等效电路中电源Vin的输入电压，ir为谐振电感Lr的电流，为谐振电容Cr的端电压，为带阻滤波电容Cs的端电压，ip表示变压器T副边电流映射回原边的电流，sgn(ip)表示变压器T原边电流方向，表示变压器T原边电压，表示输出电容Cf的端电压映射回变压器T原边的电压，Lm表示变压器T的励磁电感，im表示励磁电感Lm的电流，is表示通过带阻滤波电感Ls的电流，isp为变压器T副边电流，rc为输出电容Cf的寄生电阻，vo为负载电阻RL两端电压，rc为输出电容Cf的寄生电阻，r′c为寄生电阻rc与负载电阻RL的并联等效电阻，r′c＝rc||RL(Ω)。


4.根据权利要求3所述的高阶LCLCL直流变换器的控制方法，其特征在于，
对所述非线性时变方程引入扩展描述函数得到扩展描述时变方程的方法包括：
对所述非线性时变方程傅立叶分解，提取其基波分量得到基波分量表达式：
ir(t)＝ir_s(t)sinωst-ir_c(t)cosωst，
式中ir_s为电流ir的正弦分量，ir_c为电流ir的余弦分量，ωs为开关频率角频率；



式中下角标_s表示相应变量的正弦分量，下角标_c表示相应变量的余弦分量；
is(t)＝is_s(t)sinωst-is_c(t)cosωst，



im(t)＝im_s(t)sinωst-im_c(t)cosωst，
再将所述基波分量表达式对时间求导，得到基波分量瞬态特性：















对和abs(isp)通过扩展描述函数近似得到其基波分量...

【专利技术属性】
技术研发人员：戴明聪，张相军，管乐诗，王懿杰，徐殿国，袁佳音，孙宇豪，井嘉晨，
申请(专利权)人：哈尔滨工业大学，
类型：发明
国别省市：黑龙江;23