本发明专利技术适用于射频通信领域，提供了一种双级逆D类功率放大电路及射频功率放大器，该电路包括：与隔直电容连接的输入巴伦；正、负两路驱动级F类放大器，其两输入端分别通过两隔直耦合电容与输入巴伦的两输出端连接；正、负两路放大级逆F类放大器，其两输入端分别通过两电容与正、负两路驱动级F类放大器的两输出端连接；输出巴伦，其两输入端分别通过两电容与正、负两路放大级逆F类放大器的两输出端连接。本发明专利技术利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放大器的效率、功率和增益，并且实现从基波到三次谐波阻抗的独立控制，降低设计难度，减少了后期调试的繁冗工作，另外还通过正负双路结构设计进一步提升了功率和增益。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术属于射频通信领域，尤其涉及一种双级逆D类功率放大电路及射频功率放 大器。
技术介绍
无线通信业的快速发展，使得人们的生活日益便捷，这导致无线通信系统已经成 为了人们不可或缺的一部分。通信技术的不断进步和人类环保意识的不断加强，使得节能 减排成为了现今通信系统发展所务必考虑的关键内容。作为无线通信系统最为耗能的射频 功率放大器，在收发设备中消耗了 85%以上的功率，因此如何提升功率放大器的效率成为 了节能减排的核心；同时在发射机信号功率经过多级放大时，末级功率放大器的功率增益 也将影响系统的整体工作效率，所以提升末级功率放大器的功率增益也具有重要的意义； 再次，为提高发射功率，功率合成技术也一直是放大器设计领域的研宄重点问题。所以，实 现功率放大器高效率、高功率增益、提高输出功率的指标折衷是一个重要且有价值的工程 问题。 逆D类功率放大器是一种开关功率放大器，理想情况下，其效率可以达到100%。 逆D类功率放大器结构与推挽B类放大器的结构很接近，结合图1(a)，但它的输出端不是一 个宽带的电阻负载，而是RLC并联谐振网络。逆D类放大器包含两只推挽结构的晶体管M1、 M2,两个晶体管Ml、M2在放大信号时交替工作，前半个周期一个导通另一个截止，后半个周 期开关工作状态互换，因此可以看作理想的开关。由于RLC并联谐振网络的存在，该网络两 端口的电压应仅有基频成分，即电压应该为理想的正弦信号，从而输出变压器首级线圈两 端的电压也为理想的正弦信号，又因为两个晶体管各导通半个周期，则当一个晶体管截止 时，其漏极的电压应为半正弦波，而另一个晶体管因为导通，所以漏极电压应为0。通过上面 的分析可以得出，每个晶体管上的漏极电流为理想方波，漏极电压为理想的半正弦波，并且 其相位差为90°，结合图1(b)，理想情况下每个晶体管上的漏极电压波形和漏极电流波形 没有交叠，晶体管上并没有能量损耗，电源功率全部转换为输出功率，理想逆D类功率放大 器的漏极效率为100%。受寄生参数的影响，逆D类功率放大器高频下晶体管的开关延时不 可忽略，由于晶体管的非理想特性，导致晶体管两端在同一时刻存在非零值的电压和电流， 流过晶体管的电流波形和电压波形将出现的重叠区，产生直流功耗。 逆D类功率放大器的晶体管漏极电流为理想方波，漏极电压为理想的半正弦波， 这与逆F类功率放大器的输出波形一样。因此逆D类功率放大器可以等效为两路推挽结构 的逆F类功率放大器。对于逆F类功率放大器，基波阻抗必须满足最佳基波阻抗匹配，高次 谐波抗中必须满足偶次谐波开路，奇次谐波短路。当晶体管输出负载阻抗二次谐波开路、三 次谐波短路时，晶体管漏极电流包含一次及三次谐波成分，漏极电压包含一次及二次谐波 成分，此时功率放大器可以实现75%的效率。满足偶次谐波开路，奇次谐波短路时，所包含 的谐波越高则逆F类功放的效率越高。但是，在实际F类功放电路设计中，由于各次谐波阻 抗控制电路之间会相互影响，要想满足所有高阶偶次谐波阻抗开路，所有高阶奇次谐波短 路的情况是很难的。一般来说，实际电路设计中往往只考虑到三次谐波阻抗。 近年来，为了实现高效率逆D类射频功率放大器，一般利用并联谐振负载网络实 现的逆D类射频功率放大器使效率和工作频率都有待改善，然而目前的设计方案的单级 功放的功率增益低，一般只有12dB左右，也没有针对晶体管寄生参数进行电路单独补偿控 制，从而导致寄生参量影响放大器的阻抗匹配，同时在进行谐波阻抗设计时，各次谐波阻抗 控制电路相互之间会产生影响，因此无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，这就大大增加 了电路设计者的设计复杂度，需要花费大量的时间进行电路仿真及调试。
技术实现思路
本专利技术实施例的目的在于提供一种双级逆D类功率放大电路，旨在解决现有利用 并联谐振负载网络实现的逆D类射频功率放大电路单级功放的功率增益低，工作效率和输 出功率不高以及仿真调试繁冗的问题。 本专利技术实施例是这样实现的，一种双级逆D类功率放大电路，所述电路包括： 输入巴伦，所述输入巴伦的输入端与隔直电容C0的一端连接，所述隔直电容C0的 另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输入端，所述输入巴伦的第一输出端、第二输出 端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5'的一端连接； 正、负两路驱动级F类放大器，所述正、负两路驱动级F类放大器的输入端分别与 所述隔直耦合电容C5、所述隔直耦合电容C5'的另一端连接，所述正、负两路驱动级F类放 大器的输出端分别与隔直親合电容C1、隔直親合电容C1'的一端连接； 正、负两路放大级逆F类放大器，所述正、负两路放大级逆F类放大器的输入端分 别与所述隔直耦合电容C1、所述隔直耦合电容C1'的另一端连接，所述正、负两路放大级 逆F类放大器的输出端分别与隔直親合电容C6、隔直親合电容C6'的一端连接； 输出巴伦，所述输出巴伦的第一输入端、第二输入端分别与所述隔直親合电容C6、 所述隔直耦合电容C6'的另一端连接，所述输出巴伦的输出端与隔直耦合电容C10的一端 连接，所述隔直耦合电容C10的另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输出端。 本专利技术实施例的另一目的在于，提供一种采用上述双级逆D类功率放大电路的射 频功率放大器。 本专利技术实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放 大器的效率，使功放具有高功率、高增益的特性，并且F类驱动级和逆F类放大级的输出匹 配电路还可以实现从基波到三次谐波阻抗的独立、精确控制，降低了晶体管的能量损耗，有 效提高了设计效率，降低设计难度，减少了后期调试的繁冗工作。同时，通过基于谐波整形 技术的双级逆D类功率放大结构设计，比单管结构的E类功放相比具有更高的功率输出能 力，大大提升功率放大器的功率增益。【附图说明】 图1 (a)为现有逆D类功率放大电路结构图； 图1(b)为理想情况下逆D类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流与电压波形 不意图图； 图2为本专利技术实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构图； 图3(a)为本专利技术实施例提供的双级逆D类功率放大电路中驱动级F类放大器的 示例结构图； 图3(b)为本专利技术实施例提供的双级逆D类功率放大电路中放大级逆F类放大器 的示例结构图； 图4(a)为本专利技术实施例提供的双极逆D类功率放大电路中驱动级F类放大器的 优选结构图； 图4(b)为本专利技术实施例提供的双极逆D类功率放大电路中放大级逆F类放大器 的优选结构图。【具体实施方式】 为了使本专利技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本专利技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本专利技术，并 不用于限定本专利技术。此外，下面所描述的本专利技术各个实施方式中所涉及到的技术特征只要 彼此之间未构成冲突就可以相互组合。 本专利技术实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放 大器的效率、功率和增益，并且实现从基波到三次谐波阻抗的独立控制，降低设计难度，减 少了后期调试的繁冗工作，另外还通过正负双路结构设计进一步提升了功率和增益。 以下结合具体实施例对本专利技术的实现进行详细描述： 图2示出了本专利技术实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构，为了便于说明， 仅不出了与本专利技术相关的部分本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种双级逆D类功率放大电路，其特征在于，所述双级逆D类功率放大电路包括：输入巴伦，所述输入巴伦的输入端与隔直电容C0的一端连接，所述隔直电容C0的另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输入端，所述输入巴伦的第一输出端、第二输出端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5′的一端连接；正、负两路驱动级F类放大器，所述正、负两路驱动级F类放大器的输入端分别与所述隔直耦合电容C5、所述隔直耦合电容C5′的另一端连接，所述正、负两路驱动级F类放大器的输出端分别与隔直耦合电容C1、隔直耦合电容C1′的一端连接；正、负两路放大级逆F类放大器，所述正、负两路放大级逆F类放大器的输入端分别与所述隔直耦合电容C1、所述隔直耦合电容C1′的另一端连接，所述正、负两路放大级逆F类放大器的输出端分别与隔直耦合电容C6、隔直耦合电容C6′的一端连接；输出巴伦，所述输出巴伦的第一输入端、第二输入端分别与所述隔直耦合电容C6、所述隔直耦合电容C6′的另一端连接，所述输出巴伦的输出端与隔直耦合电容C10的一端连接，所述隔直耦合电容C10的另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输出端。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：吴光胜，马建国，邬海峰，成千福，朱守奎，
申请(专利权)人：深圳市华讯方舟微电子科技有限公司，天津大学，
类型：发明
国别省市：广东;44
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