一种双向谐振变换器及其同步整流的控制方法技术

本发明专利技术公开了一种双向谐振变换器及其同步整流的控制方法，所述双向谐振变换器的原副边均为全桥结构，原边全桥中点并联第一谐振电感，副边全桥中点并联一隔离变压器，所述第一谐振电感和所述隔离变压器串联连接，且两者中间串联第二谐振电感和谐振电容，由此构成完全对称的双向谐振变换器，本发明专利技术采用变步长的扰动观察法实现所述谐振变换器的同步整流控制。本发明专利技术的双向谐振变换器正反向完全对称，所用的控制方法闭环运行，能有效提高同步整流的精度和系统运行效率。

【技术实现步骤摘要】
一种双向谐振变换器及其同步整流的控制方法
本专利技术属于开关电源
，且特别是有关于双向谐振变换器。
技术介绍
开关电源的发展趋势是高效率、高功率密度，达到这个目的最直接的方法就是将开关电源的工作频率提高，同时降低开关损耗，LLC谐振变换器能够实现原边开关管的零电压开通和副边整流二极管的零电流关断，因而具有较高的效率和较好的EMI表现。然而在低压大电流工作场合，除了功率器件的开关损耗之外，导通损耗也占据了系统损耗较大的比重，损耗的功率会造成器件温度的升高，效率的下降，影响变换器的可靠运行，如果靠增大散热设备来保证安全运行的温度，则不仅增大了LLC谐振变换器的体积，也增加了成本。同步整流技术是用MOSFET代替二极管进行整流，由于MOSFET的导通压降远远小于快恢复二极管的导通压降1V～1.2V或者肖特基二极管的导通压降0.5V，因此能大大降低系统的导通损耗。然而现阶段谐振变换器的同步整流技术仍然存在很多问题，LLC谐振变换器输出仅采用电容滤波，采用脉冲频率调制，存在的输出纹波电流大、动态响应较慢，难以实现副边同步整流等问题。目前研究较多的同步整流方式是检测整流管漏源极电压，与预先设置的阈值比较作为开通同步整流管的依据，但在高频情况下效果较差。
技术实现思路
本专利技术正是思及于此，提供一种双向谐振变换器及其同步整流的控制方法，所述双向谐振变换器正反向完全对称，所用的控制方法闭环运行，能有效提高同步整流的精度和系统运行效率。本专利技术提供一种双向谐振变换器，包括一原边全桥电路、一隔离变压器、一副边全桥电路，所述原边全桥电路连接于所述隔离变压器的原边，所述副边全桥电路连接于所述隔离变压器的副边，所述原边全桥电路的桥臂中点并联第一谐振电感，所述副边全桥电路的桥臂中点并联所述隔离变压器，所述第一谐振电感和所述隔离变压器串联，且两者之间串联第二谐振电感和谐振电容。本专利技术还提供一种同步整流的控制方法，应用于上述述的双向谐振变换器中，包括以下步骤：采样所述双向谐振变换器的输出电压，得到输出电压采样值Uk；当前输出电压采样值Uk与前一开关周期内的输出电压采样值Uk-1比较；如果Uk＞Uk-1，且Dk＞Dk-1，则下一个开关周期的占空比Dk+1＝Dk+Step；如果Uk＞Uk-1，且Dk＜Dk-1，则下一个开关周期的占空比Dk+1＝Dk-Step；如果Uk＜Uk-1，且Dk＞Dk-1，则下一个开关周期的占空比Dk+1＝Dk-Step；如果Uk＜Uk-1，且Dk＜Dk-1，则下一个开关周期的占空比Dk+1＝Dk+Step；如果Uk＝Uk-1，则Dk+1＝Dk，其中Step为扰动步长，Dk为当前的占空比，Dk-1为上一个开关周期的占空比。上述扰动步长Step的初始值为0，若Uk＞Uk-1，则Step＝1，如果在3个开关周期内Uk和Dk调整方向不变，则将扰动步长Step变为原来的2倍；如果在3个开关周期内Uk和Dk调整方向改变，将扰动步长Step变成前一周期的0.5倍。有益效果，基于数字控制双向谐振变换器，提出了同步整流算法，该方法不需要添加额外的传感器，也不需要额外的补偿电路来消除整流开关寄生参数影响，方法简单易运行，且闭环运行，能有效提高同步整流的精度，从而提高系统运行效率、降低系统成本。为让专利技术的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。附图说明图1本专利技术双向谐振变换器电路示意图。图2为图1中同步整流驱动与流过开关的电流之间的关系图。图3为同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比与所述双向谐振变换器的输出电压的关系图。图4为本专利技术的同步整流控制方法第一实施例的流程图。图5为本专利技术的同步整流控制方法第二实施例的流程图。具体实施方式为使本专利技术实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本专利技术实施例的附图，对本专利技术实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本专利技术的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本专利技术的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本专利技术保护的范围。如图1所示，本专利技术的双向谐振变换器，包括一原边全桥电路11、一隔离变压器T、一副边全桥电路12，所述原边全桥电路11连接于所述隔离变压器T的原边，所述副边全桥电路12连接于所述隔离变压器T的副边，所述原边全桥电路11的桥臂中点AB并联第一谐振电感Lr1，所述副边全桥电路12的桥臂中点EF并联所述隔离变压器T，所述第一谐振电感Lr1和所述隔离变压器串联，且两者之间串联第二谐振电感Lr2和谐振电容Cr。所述隔离变压器T中集成了电感Lm，所述电感Lm与第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2和谐振电容Cr共同构成串联谐振电路。所述原边全桥电路11包含有开关Q1和Q2串联组成的第一桥臂，其具有桥臂中点A；开关Q3和Q4串联组成的第二桥臂，其具有桥臂中点B。第一桥臂和第二桥臂并联。原边全桥电路的两端BUS并联输入电压Ubus。所述副边全桥电路12包含有开关Q5和Q6串联组成的第三桥臂，其具有桥臂中点E；开关Q7和Q8串联组成的第四桥臂，其具有桥臂中点F。第三桥臂和第四桥臂并联，副边全桥电路的两端BAT并联输入电压Ubat。所述双向谐振变换器，一般使其工作于ZVZCS，即输出电流处于断续或者临界连续状态。对于某个稳定工作点，双向谐振变换器的处于同步整流状态的原边全桥电路或副边全桥电路，其同步整流驱动信号Vgs(SR)与被驱动开关中的电流iSR之间存在图2所示的三种关系：(1)Vgs(SR)的关断时刻与iSR的过零时刻相同，被驱动开关在最佳工作点，被驱动开关的压降为漏源极电阻与整流电流的乘积：vSR＝Rds(on)·I0(2)Vgs(SR)的关断时刻在iSR的过零时刻之前，被驱动开关通过体二极管进行整流，体二极管压降一般为：vD＝0.7V假设Vgs(SR)的关断时刻在iSR的过零时刻之前Δt1，则在此Δt1时间段内，处于同步整流状态的原边全桥电路或副边全桥电路的电压输出将变化2(vD-vSR)，Ts被动开关的开关周期，经电容滤波后输出电压的改变量Δv0为：(3)Vgs(SR)的关断时刻在iSR的过零时刻之后Δt2，则在增加的时间段内，将形成环流，处于同步整流状态的原边全桥电路或副边全桥电路的电压输出将变化v0，经电容滤波后输出电压的改变量为：如图3为同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比与所述双向谐振变换器的输出电压的关系。在所述双向谐振变换器初始输出为28V的情况下，固定所述双向谐振变换器工作频率，改变同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比，得到，可以得到，在最优驱动点31左侧，输出电压随同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比增加而增加，在最优驱动点31右侧，输出电压随同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比增加而减小。也即同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比将影响到输出电压的幅值，因此，同步整流驱动信号Vgs(SR)的最佳驱动占空比的选取可以根据双向谐振变换器的输出电压的幅值变化来决定，再结合图2可得：1)当同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比增加时，若输出电压增加，则同步整流驱动信号Vgs(SR)的占空比偏小，占空比应增加，相反，若输出电压减小，则SR驱动占空比偏大，占空比需减本文档来自技高网...

【技术保护点】
1.一种双向谐振变换器，包括一原边全桥电路、一隔离变压器、一副边全桥电路，所述原边全桥电路连接于所述隔离变压器的原边，所述副边全桥电路连接于所述隔离变压器的副边，其特征在于所述原边全桥电路的桥臂中点并联第一谐振电感，所述副边全桥电路的桥臂中点并联所述隔离变压器，所述第一谐振电感和所述隔离变压器串联，且两者之间串联第二谐振电感和谐振电容。

【技术特征摘要】
1.一种双向谐振变换器，包括一原边全桥电路、一隔离变压器、一副边全桥电路，所述原边全桥电路连接于所述隔离变压器的原边，所述副边全桥电路连接于所述隔离变压器的副边，其特征在于所述原边全桥电路的桥臂中点并联第一谐振电感，所述副边全桥电路的桥臂中点并联所述隔离变压器，所述第一谐振电感和所述隔离变压器串联，且两者之间串联第二谐振电感和谐振电容。2.一种同步整流的控制方法，应用于如权利要求1所述的双向谐振变换器中，其特征在于，包括以下步骤：采样所述双向谐振变换器的输出电压，得到输出电压采样值Uk；当前输出电压采样值Uk与前一开关周期内的输出电压采样值Uk-1比较；如果Uk＞Uk-1，且Dk＞Dk-1，则下一个开关周期的占空比Dk+1＝Dk+Step；如果Uk＞...

【专利技术属性】
技术研发人员：郝振洋，陈浩蕾，卢步青，
申请(专利权)人：南京航空航天大学，
类型：发明
国别省市：江苏,32