本实用新型专利技术涉及一种频率补偿装置，尤其是涉及一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路。因此，本实用新型专利技术具有如下优点：1.加快了频率补偿系统瞬态响应，且补偿电容可直接集成到片内，节省了整个电路的面积；2.能够产生一个随着负载电流的变化而变化的动态零点，抵消极点ω1；3.误差放大器采用折叠式共源共栅的结构，能提供一个高的直流增益和大的输出电阻，且只在运放的输出端产生一个低频主极点。（*该技术在2021年保护过期，可自由使用*）
【技术实现步骤摘要】
本技术涉及一种频率补偿装置，尤其是涉及一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。
技术介绍
随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入90年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入21世纪初年代开关电源(switch-mode power converter, SMPC)进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。目前，开关电源的控制方式根据电路采样变量的不同，有单环控制和双环路控制。 在DC/DC变换器中有两个独立的变量，即电感电流和电容电压。仅采样电容电压即输出电压的为电压模式控制；同时采样输出电压和电感电流的为电流模式控制。在电压型控制方式中，占空比D的变化只由输出电压的变化引起。当负载电流或者输入电压变化时，变换器必须先等输出电压相应的变化，然后延迟一个或者几个开关周期后，调制占空比D，最后使输出电压稳定，这种延时使得其在瞬态响应时速度很慢。且在电压模式中，LC输出滤波单元引入了双极点，其补偿环路中需要加入一个零点，或者引入一个频率更低的主极点。电流控制方式除了保留电压控制方式的电压反馈环外，还增加了一个电流反馈环，使占空比D 由误差电压和输出的峰值电流共同决定。电流模式简化了过流保护电路，保证了变换器工作的可靠性，同时降低了成本；且瞬态响应较快，线性调整率和负载调整率都很好。因此，一般电流控制模式在DC-DC变换器中应用更广一些。 如图1所示的是电流控制模式的DC-DC变换器的结构图，该DC-DC变换器包括功率开关管、滤波电路单元、电阻反馈网络、电流检测单元、频率补偿网络、PWM调制器和逻辑控制与驱动电路。其工作原理打下系统没有上电时，输出电压V。ut和电感电流L均为0。 当系统开始工作，输出端的反馈电压I3Vait与基准电压输入频率补偿网络的两端，因为系统刚上电，此时频率补偿网络可以看成一个比较器，且基准电压远大于反馈电压，因此频率补偿网络的输出电压Va上升至电源电压；然后Va和电流检测网络检测的电压Vs输入到 PWM调制器的两端，输出控制信号d (t)，控制逻辑驱动单元使开关管开启，变换器开始电流给输出电容充电，V-和L同是逐步增加。经过这样几个周期后，输出电压达到稳定。同时， 又由于DC-DC变换器采用负反馈控制，故由输入电压或者负载电流的变化所引起的输出电压变化都可以通过负反馈来调节，使输出稳定。在电流控制模式的DC-DC变换器中，由于电流控制环和电压控制环的使LC滤波器产生的一对复合极点分离成两个极点ω 1和ω 2，从而影响了变换器的稳定性。根据负反馈系统的稳定性理论，当系统的增益下降到0时，其相移应小于180°，否则系统将会变成正反馈，使系统振荡。为了使系统更稳定的工作，一般要求其相位裕度大于45°，所以为了使系统能稳定的工作，则必须使系统在单位增益带宽内只有一个极点，故频率补偿是必不可少的。为了解决双极点所带来的不稳定性，一般常用的方法是采用主极点补偿法。这种方法是在误差放大器的输出端接一个大的电容，从而在系统的传输函数中引入一个低频主极点P1 = l/RaCc其中Ra为误差放大器的输出电阻，C。为补偿电容。这样其单位增益带宽之前只有一个主极点P1，保证其在单位增益带宽处的相位裕度为90°。然而传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应。因为当输出电压因输入电压或者负载电流突变而变化时，则必须快速改变误差放大器的输出电压Va，使PWM调制器给出调整后的占空比D使输出电压快速稳定。而Va的变化是经过误差放大器对输出端的大补偿电容C。的充放电来实现的，显然大的补偿电容C。直接降低了 Va的变化速度，故系统的动态响应速度很慢。除此之外，大的补偿电容不能集成，增大了整个电路的面积。在主极点补偿中，要保证在单位增益带宽内只有一个极点，则必须要使主极点的频率很低，否则就可能让极点O1进入GBW内，使系统不稳定。另一种方法是在主极点补偿的基础上，采取零极点抵消的方法来改善系统的稳定性，其原理是在补偿电容C。之上加入一个串联的电阻R。，这样引入一个零点Ztl Z0 = 1/CcRc引入该零点的目的是抵消极点Q1，这样让系统的稳定性得到一定的改善。然而进一步分析可知，采用零极点抵消的方法也不能很好的解决系统的稳定性问题。因为负载电阻&的大小与负载电流成反比关系，则极点…就与负载电流成正比。即当负载电流变大时，极点Q1也变大；反之亦然。这样零极点抵消的方法只能在某一固定的频率下很好的补偿系统。图2给出了在不同负载电流情况下，同时采用主极点补偿方法和固定零点抵消方法后系统的频率响应。采用主极点频率补偿，虽然可以让单位增益带宽内只有一个极点，但是其缺点是带宽很小，大的补偿电容让系统的瞬态响应速度很慢；采用零极点抵消补偿的方法，在一定程度上提高了系统的带宽，但是其缺点是只能在某一负载电流下采用很好的补偿。
技术实现思路
本技术主要是解决现有技术所存在的传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应等的技术问题；提供了一种加快了频率补偿系统瞬态响应，且补偿电容可直接集成到片内，节省了整个电路的面积的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置。本技术还有一目的是解决现有技术所存在的采用主极点频率补偿，虽然可以让单位增益带宽内只有一个极点，但是其缺点是带宽很小，大的补偿电容让系统的瞬态响应速度很慢；采用零极点抵消补偿的方法，在一定程度上提高了系统的带宽，但是其缺点是只能在某一负载电流下采用很好的补偿等的技术问题；提供了一种能够产生一个随着负载电流的变化而变化的动态零点，抵消极点ω 1 ；并且误差放大器采用折叠式共源共栅的结构，能提供一个高的直流增益和大的输出电阻，且只在运放的输出端产生一个低频主极点的一种电流模式的DC-DC变换器的 频率补偿装置。本技术的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路。在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述的误差放大器包括一差分输入电路包括第一差分输入PMOS管Ml、第二差分输入PMOS管M2以及电流镜PMOS管Mll ； 一共栅放大电路包括第一共栅NMOS放大管M3、第二共栅NMOS放大管M4、第三共栅NMOS放大管M5以及第四共栅NMOS放大管M6 ；一共源共栅电流镜负载包括第一电流镜PMOS负载管M7、第二电流镜PMOS负载管M8、第三电流镜PMOS负载管M9以及第四电流镜PMOS负载管MlO。在上述的一种电流模式的DC-DC变换器的频率补偿装置，所述第一差分输入PMOS 管Ml的漏极连接到第三共栅NMOS放大管M5的漏极，栅极连接到反馈电压，源极连接到电流镜PMOS管Mll的漏极；第二差分输入PMOS管M2的漏极连接到第四共栅NMOS放大管M6 的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到电流镜PMOS管Mll的漏极；第一共栅NMOS放大管M3的漏极连接到第三电流镜PMOS负载管M9的漏极，栅极连接到偏置电压Vb2，源极连接到第三共栅NM本文档来自技高网...
【技术保护点】
１．一种电流模式的ＤＣ－ＤＣ变换器的频率补偿装置，其特征在于，包括依次连接的误差放大器和频率补偿电路。
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：江金光，汪家轲，
申请(专利权)人：武汉大学，
类型：实用新型
国别省市：83
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