双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统技术方案

本发明专利技术提供了一种双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统，峰值电流控制模式包括单自由度控制模式和双自由度控制模式；在单自由度控制模式下，控制自由度为副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，原边方波发生电路不具有控制自由度；在双自由度控制下，控制自由度为原边方波发生电路开始输出零电平的时刻以及副边方波发生电路开始输出正电平的时刻。在峰值电流控制模式下，原边方波发生电路由时钟信号确定输出，副边方波发生电路由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定输出。本发明专利技术避免了由开关管死区带来的变压器的偏磁问题；使得控制器的设计更为简化；双自由度峰值电流控制下可以减小开关损耗。度峰值电流控制下可以减小开关损耗。度峰值电流控制下可以减小开关损耗。

【技术实现步骤摘要】
双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统


[0001]本专利技术涉及光伏微逆变器
，具体地，涉及一种双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统。

技术介绍

[0002]微逆变器一般是指光伏发电系统中的功率小于等于1000W，且具备组件级最大功率点追踪能力的逆变器。与集中式和组串式光伏逆变系统不同，微逆变器直接与单个光伏组件进行连接。其优点是可以对每块组件进行独立的MPPT控制，在大幅提高整体效率的同时，也可以避免集中式逆变器具有的直流高压、弱光效应差、木桶效应等。
[0003]根据直流母线的位置和结构特点，可以将微逆变器分为三大类：直流母线结构，伪直流母线结构和无直流母线结构。其中直流母线结构的微逆变器为两级式结构，前级DC
‑
DC变换电路采用固定占空比调制，后级DC
‑
AC电路采用SPWM调制，两级电路独立解耦控制，但后级DC
‑
AC转换电路的损耗较高；伪直流母线结构的微逆变器也为两级式结构，其中前级DC
‑
DC变换电路采用SPWM调制，后级DC
‑
AC电路采用工频方波调制，缺点在于前级DC
‑
DC电路的控制较复杂，容易导致交流输出电流的畸变；无直流母线的微逆变器为单级式电路，采用矩阵式控制，其所用开关器件数量少，转换效率高，因此更具有优势。
[0004]现有无直流母线微逆变器均沿用DAB变换器的移相控制，具体可以分为两种。第一种是使微逆变器工作在单移相调制状态，该调制策略下微逆变器只具有一个控制自由度，且变压器副边电流有效值大，使得效率较低；第二种是使微逆变器工作在扩展移相调制状态，这种方法虽然改善了单移相调制下电流有效值较大的问题，但微逆变器的传输功率和内外移相角之间的关系高度非线性，因此给控制器的设计带来很大难度。此外，移相调制方式下开关管的死区时间和驱动延时都可能会使得变压器偏磁，从而导致变压器电流增加，对开关管造成损坏，因此需要对微逆变器的架构和控制方式进行改进。
[0005]经过检索发现：
[0006]公开号为CN102364864A的中国专利技术专利申请《用于峰值电流模式逆变器的PWM控制电路及其控制方法》，根据峰值电流模式逆变器的工作原理，列出比较器、RS触发器的输入输出值与四个开关管需要的控制信号所对应的真值表；然后确定四个开关管的控制信号与比较器和RS触发器输出值之间的逻辑关系；最后根据这种逻辑关系，加入相应的门电路，完成对开关管峰值电流模式的PWM控制。该方法实现了输出电流正负半周的对称，消除了直流分量，而且降低了输出电流的总谐波失真(THD)值，提高了输出电流波形质量，实现了对电网设备的保护。该控制方法仍存在如下问题：
[0007]首先，该控制方法仅适用于全桥非隔离型逆变器这类基于SPWM调制的电路，而双有源桥型微逆变器基于移相调制，需要根据变压器电流对原边和副边开关管均进行控制，其工作原理和该控制方法所适用的电路有本质差别；
[0008]其次，该控制方法仅能使得并网电流波形THD减小。

技术实现思路

[0009]本专利技术针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种双有源桥型微逆变器及峰值电流控制方法、系统。
[0010]根据本专利技术的一个方面，提供了一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，采用峰值电流控制模式，对所述双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路的输出和所述副边方波发生电路的输出进行控制；其中：
[0011]所述原边方波发生电路由时钟信号确定输出正电平、零电平和负电平，所述副边方波发生电路由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定输出正电平和负电平；
[0012]所述峰值电流控制模式，包括单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在所述单自由度控制模式下，控制自由度为所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时所述原边方波发生电路不具有控制自由度；在所述双自由度控制下，控制自由度分别为所述原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，所述原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同，输出开始时间均由时钟信号确定，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％。
[0013]可选地，在所述单自由度控制模式下，所述原边方波发生电路的输出电压与时钟信号保持一致，当所述时钟信号为1时，所述原边方波发生电路输出正电平；当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出负电平；所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压频率一致，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。
[0014]可选地，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Boost模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：
[0015]当变压器副边电流i
s
大于正阈值i
T1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；
[0016]当变压器副边电流i
s
小于负阈值i
T2
＝
‑
i
peak
时，所述副边方波发生电路输出负电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升。
[0017]可选地，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Buck模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：
[0018]当变压器副边电流i
s
大于正阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；
[0019]当变压器副边电流i
s
小于负阈值时，所述副边
方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升；
[0020]式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|v
g
|为网侧电压绝对值，L
k
为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比。
[0021]可选地，在所述双自由度控制模式下，所述原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出零电平；其中，所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压的频率本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，采用峰值电流控制模式，对所述双有源桥型微逆变器的原边方波发生电路的输出和所述副边方波发生电路的输出进行控制；其中：所述原边方波发生电路由时钟信号确定输出正电平、零电平和负电平，所述副边方波发生电路由高频变压器副边电流大小和阈值电流的关系确定输出正电平和负电平；所述峰值电流控制模式，包括单自由度控制模式和双自由度控制模式；其中，在所述单自由度控制模式下，控制自由度为所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％，此时所述原边方波发生电路不具有控制自由度；在所述双自由度控制下，控制自由度分别为所述原边方波发生电路开始输出正电平的时刻以及所述副边方波发生电路开始输出正电平的时刻，其中，所述原边方波发生电路交替输出第一段零电平、正电平、第二段零电平和负电平，正电平和负电平的持续时间相同，第一段零电平和第二段零电平的持续时间相同，输出开始时间均由时钟信号确定，第一段零电平加正电平的持续时间与第二段零电平加负电平的持续时间各占50％；所述副边方波发生电路交替输出正电平和负电平，正电平和负电平的持续时间各占50％。2.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述单自由度控制模式下，所述原边方波发生电路的输出电压与时钟信号保持一致，当所述时钟信号为1时，所述原边方波发生电路输出正电平；当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出负电平；所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压频率一致，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。3.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到高频变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Boost模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：当变压器副边电流i
s
大于正阈值i
T1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；当变压器副边电流i
s
小于负阈值i
T2
＝
‑
i
peak
时，所述副边方波发生电路输出负电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升。4.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述单自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Buck模式，所述副边方波发生电路的工作方式包括：当变压器副边电流i
s
大于正阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；当变压器副边电流i
s
小于负阈值时，所述副边方波发生电路输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升；
式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|v
g
|为网侧电压绝对值，L
k
为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比。5.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述双自由度控制模式下，所述原边方波发生电路开始输出零电平的时刻由时钟信号确定，当所述时钟信号为0时，所述原边方波发生电路输出零电平；其中，所述时钟信号的频率与所述原边方波发生电路的输出电压和所述副边方波发生电路的输出电压的频率相等，在前50％时钟周期，时钟信号为1；在后50％时钟周期，时钟信号为0。6.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述双自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值低于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Boost模式，所述原边方波发生电路和所述副边方波发生电路的工作方式包括：所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流i
s
为i
T3
时开始输出正电平，在变压器副边电流i
s
为
‑
i
T3
时开始输出负电平；其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，C
oss
为原边开关管并联电容容值，L
k
为变压器漏感折算到副边的值；当变压器副边电流i
s
大于正阈值i
T1
＝i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；当变压器副边电流i
s
小于负阈值i
T2
＝
‑
i
peak
时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升。7.根据权利要求1所述的双有源桥型微逆变器的峰值电流控制方法，其特征在于，在所述双自由度控制模式下，当原边光伏板端电压折算到变压器副边的值高于交流网侧电压绝对值的一半时，所述控制模式处于Buck模式，所述原边方波发生电路和所述副边方波发生电路的工作方式包括：所述原边方波发生电路在时钟上升沿或下降沿开始输出零电平，在变压器副边电流i
s
为i
T3
时开始输出正电平，在变压器副边电流i
s
为
‑
i
T3
时开始输出负电平；其中，为原边开关管实现零电压软开关的阈值电流，v
pv
为光伏板端电压，C
oss
为原边开关管并联电容容值，L
k
为变压器漏感折算到副边的值；当变压器副边电流i
s
大于正阈值时，所述副边方波发生电路开始输出正电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始下降；当变压器副边电流i
s
小于负阈值时，所述副边方波发生电路开始输出负电平，使得所述变压器副边电流i
s
开始上升；式中，v
pv
为光伏板端电压，f
sw
为原副边方波发生器输出的方波电压的频率，|v
g
|为网侧电压绝对值，L
k
为变压器漏感折算到副边的值，n为变压器副边和原边的匝比，D1为原边方波发生电路输出的正电平的上升沿滞后时钟信号上升沿的角度。8.一种双有源桥型微逆变器的峰值电流控制系统，其特征在于，包括：最大功率点跟踪
模块、电压环控制模块、锁相环模块、电流环控制模块、峰值电流计算模块和开关管控制模块；其中：所述最大功率点追踪模块采样光伏板端电压v
pv
和光伏板输出电流i
pv
，并输出光伏端电压给定值V
pv,ref
；所述光伏板端电压v
pv
和所述光伏端电压给定值V
pv,ref
相减，并输入所述电压环控制模块，得到并网电流给定值的幅值I
m,ref
；所述锁相环模块对电网电压v
g
进行采样，并输出电网电压相角θ，结合所述并网电流给定值的幅值I
m,ref
和所述输出电网电压相角θ，得到并网电流给定值i
g,ref
；所述并网电流给定值i
g,ref
和实际网侧电流i
g
相减，并通过所述电流环控制模块得到变压器电流峰值i
peak
；将所述光伏板端电压v
pv
、所述电网电压v
g
和所述变压器电流峰值i
peak
输入到所述峰值电流计算模块，得到单自由度控制下变压器电流正阈值i
T1

【专利技术属性】
技术研发人员：杨骐箐，李睿，
申请(专利权)人：上海交通大学，
类型：发明
国别省市：