模拟混频器制造技术

一种混频器，适合于在低电压、低功率ＣＭＯＳ中实施，它使用一个ＡＢ类跨导器来通过跨导输入和它的内部电压轨（ｖｏｌｔａｇｅ　　ｒａｉｌ）的同时调制而实现模拟相乘。（*该技术在2023年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及一种适合用于无线接收机或收发信机的混频器，一种包含一个混频器的无线接收机或收发信机，以及一种包含一个混频器的集成电路。
技术介绍
无线收发信机行业当前正试图通过为无线联网应用例如蓝牙和ZigBee尝试标准CMOS解决方案来降低成本和功耗。功耗的一个重要分摊者是多相混频器，该混频器将RF信号下变频为零或低的IF。已知的混频器电路配置是基于图1所示的吉尔伯特(Gilbert)乘法器。这种混频器的例子被公开在“模拟集成电路的分析与设计(Analysis andDesign of Analog Integrated Circuits)”，P.R.Gray，R.G.Meyer，John Wiley和Sons，593-600页，以及公开在“一个用于不具有外部组件的GPS应用的CMOS LNA加上混频器的实现(Implementation of a CMOSLNA Plus Mixer for GPS Application with No External Components)”，IEEE Trans超大规模集成(VLSI)系统，第9卷，第1期，2001年2月，100-104页。在图1中，下部的长引线对作为A类跨导器工作，该跨导器把来自于一个低噪声放大器(LNA)的输入电压转换为一个电流。晶体管的上层(upper tier)由一个VCO信号在它们的截止和三极管区域间驱动，即，它们表现为转换开关，并且周期性地翻转来自下层(lowertier)的电流。输出信号可以被直接取作电流或取作电阻性负载上的电压。图1的电路在用于低功率、低电压情况中时具有几个缺陷。第一，该电路工作在A类(输出电流必须小于尾电流(tail current)的一半)，而这导致高功耗。第二，大量的晶体管需要相当数量的净空电压(voltage headroom)，该净空电压可能超过数字CMOS集成电路的不断减少的电源电压。第三，该输出接近于Vdd供给，而这可使得与其后的信道滤波器的接口非常困难，因为更低的频率对于AC耦合要求大电容器。使用MOST的替代电平移动器(level shifter)耗散更多的功率并产生额外的噪声。当用于连接到混频器输出的信道滤波器的电路技术为低功耗而使用AB类跨导器时，这种接口尤为困难，因为静态输入电压通常在中轨附近。
技术实现思路
本专利技术的一个目的是用来一种改进的混频器。依照本专利技术的第一个方面，提供了一个混频器，它包含一个AB类跨导器，以及用来同时用第一信号调制跨导器的一个输入和用第二信号调制跨导器的一个电源轨的装置。依照本专利技术的第二个方面，提供了包含一个根据本专利技术的第一个方面的混频器的一个无线接收机。依照本专利技术的第三个方面，提供了包含一个根据本专利技术第一个方面的混频器的一个无线收发信机。依照本专利技术的第四个方面，提供了包含一个根据本专利技术第一个方面的混频器的一个集成电路。跨导器的AB类操作允许减少功耗和低电压操作。附图说明本专利技术现在将仅通过示例的方式参照附图进行描述，其中图1为现有技术的一个混频器的示意图；图2为根据本专利技术的一个混频器的示意图；图3为根据本专利技术的一个平衡混频器的示意图；图4示出了对于一系列DC输入信号的输出特性图；图5示出了对于低频正弦输入信号的输出电流的傅立叶变换图；图6为对于高频正弦输入信号的输出信号的曲线图，并且图7示出了对于高频正弦输入信号的输出电流的傅立叶变换图。具体实施例方式参见图2，一个混频器包含一个具有晶体管P和N的AB类跨导器，该晶体管P和N在其栅极耦合以提供一个输入节点10，在其漏极耦合以提供一个输出节点20，晶体管P和N的源极耦合到各自的电压轨Vss和Vdda。AB类跨导器具有一个跨导Gm＝gmp+gmn，该跨导取决于其偏压电流并能受轨电压Vdda的值控制。gmp和gmn分别是晶体管P和N的跨导。一个源跟随器晶体管S被耦合在电压轨Vdda和电压轨Vdd之间。在节点30处的源跟随器的漏极电压Vd被控制来产生Gm所需的值。这种控制可以通过一种已知的电荷泵偏压控制电路来施加，以建立Vd的平均电平。对于同样的晶体管参数(一个简化但非实质性的条件)，在输入节点10处的静态输入电压是Vdda/2，该静态输入电压在输出节点20处不产生输出电流。跨导器的跨导值可以表示如下。当晶体管P和N处于饱和时，漏极-源极电流可以用平方律公式描述Ids=kVgt2---(1)]]>其中k＝μCoxW/(2L)并且Vgt＝Vgs-Vt，其中μ是迁移率，Cox是特定的栅极氧化电容，W是沟道宽度，L是沟道长度，Vgs是栅极-源极电压，Vt是栅极门限电压。跨导通过下式给出Gm=gmp+gmn=2kVgt=2k(Vdda2-Vt)---(2)]]>从式中可以看出，Gm与Vdda的数值是成比例的。当一个输入信号vin被施加到输入节点10，并且Vdda的值在节点30被一个信号vd所调制时，那么Gm也被调制Gm(v)=2k(Vdda+vd2-Vt)---(3)]]>以及输出电流被给出iout=Gm(v)·vin]]>=2kvin(Vdda+vd2-Vt)]]>=Gmvin+kvinvd---(4)]]>在公式(4)中，输出电流iout具有是与vin成比例的第一项，以及与vin和vd的乘积成比例的第二项。图3是一个包含两个如图2所示的跨导器的平衡混频器的示意图，这两个跨导器都耦合在电压轨Vdda和Vss之间。在图3中，Vb1和Vb2是通过电阻器R1和R2分别施加给节点10和30的偏压。差分输入电压±vin/2通过AC耦合电容器C1被提供给输入节点10。图4至图7所示的结果已经从图3所示的混频器的模拟中得到。图4是一个图，示出了对于范围在-250mV至+250mV之间、步长为50mV的源跟随器S的栅极电压vd的值，在输出节点20处的输出电流iout如何随一个DC输入电压vin而变化的图。从图4中可以看出DC特性是线性的。设置vin和vd为正弦曲线，这样vin＝vinpeaksin(ω1t)和vd＝vdpeaksin(ω2t)公式4变成iout＝Gmvinpeaksin(ω1t)+kvinpeaksin(ω1t)vdpeaksin(ω2t)＝I1sin(ω1t)+I2(cos(ω1+ω2)t-cos(ω1-ω2)t)(5)公式(5)中和频率与差频的存在论证了电路的混频功能。图5是一个示出了当vin被设置为1.5MHz而vd被设置为0.5MHz时输出电流iout的傅立叶变换的图。与公式(5)中的3个项相对应的、在1.5MHz、2MHz和1MHz的输出信号成份的存在是显而易见的。图6是一个曲线图，示出了当vin被设置为1GHz而vd被设置为1.001GHz时，在电阻性负载上监视到的输出电流iout，且图7的曲线图中示出了同样条件下的输出电流iout的傅立叶变换。理想地，这样的条件将产生1GHz、1MHz和2.001GHz处的成份。图6和7展示了一个1MHz处的成份和由超高频失真所导致的1组全奇次谐波。这对于RF混频器而言是正常的。当混频器被用在一个无线接收机或一个无线收发信机的接收机级时，输入电压vin是通过一个低噪声放大器(LNA)提供的接收到的信号，且电压本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种混频器（１００），包含一个ＡＢ类跨导器（Ｐ，Ｎ），及用来同时用第一信号（ｖ↓［ｉｎ］）调制该跨导器的一个输入（１０）和用第二信号（ｖ↓［ｄ］）调制该跨导器的一个电压轨（Ｖ↓［ｄｄａ］）的装置（１０，３０）。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：JB休斯，
申请(专利权)人：皇家飞利浦电子股份有限公司，
类型：发明
国别省市：NL[荷兰]