公开了一种正交混频器装置，其适于将输入信号转变一转变频率。该混频器装置以时钟速率操作，该时钟速率等于转变频率乘以过采样率，其中过采样率不是4的倍数。该混频器装置包括序列发生器、至少一对混频器、以及一个或多个校正网络。序列发生器基于过采样率生成同相混频器转变序列和正交相位混频器转变序列。同相混频器转变序列是以时钟速率采样的转变频率正弦函数的时间离散表示，并且正交相位混频器转变序列是以时钟速率采样的相移了π/2加相位偏差的转变频率正弦函数的时间离散表示，其中相位偏差是过采样率的函数。每对混频器包括同相混频器和正交相位混频器，每个混频器适于基于相应的转变频率来转变相应的输入信号。一个或多个校正网络适于基于过采样率和相位偏差，通过对同相混频器输入信号、正交相位混频器输入信号、同相混频器输出信号以及正交相位混频器输出信号中的至少一个进行调节来补偿相位偏差。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术大体上设及正交混频器领域。更具体地，本专利技术设及基于转变频率信号的 时间离散表示来操作的正交混频器。
技术介绍
在正交混频器装置中，一个或多个输入信号典型地与转变(translation)频率信 号的两个版本混合，W将输入信号转变相应的转变频率(通常表示为本地振荡器-LO-频 率），从而产生一个或多个输出信号。转变频率信号的两个版本典型地是具有V2或接近V2 的互相差的同相版本和正交相位版本。 例如，正交混频器可W按谐波抑制混频器的形式使用。对于实现例如载波聚合接 收机、电视接收机W及软件定义的无线电接收机的性能需求来说，好的谐波抑制是重要的。 在W下文献中描述了谐波抑制混频器的时间离散和幅度离散的实现：例如 W02010/000603，L. Sunds化饥n 等人，巧armonic rejection mixer at ADC input for complex IF dual carrier receiver architecture''，IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, 2012年6月，W及L. Sund如々m.'等人，"Complex IF harmonic rejection mixer for non-contiguous dual carrier reception in 65nm CMOS",I邸E European Solid-Sl:ate Cir州its Conference,2012年9月。 图IA和图IB示意性示出了示例复中频（IF)双载波接收机IOOA和对应的复IF混频 器IOOB的示例实现。 在图IA中示出的示例中，向低噪声放大器化NAH02输入包括两个分量140、141的 双载波信号101。两个分量140、141位于射频(fRF)的相对侧。 LNA的输出103、104在同相混频器107中与射频余弦信号105混合，并且在正交相位 混频器108中与射频正弦信号106混合。应当注意的是，在本公开中，提及的余弦、正弦或正 弦信号或函数包括简化的象征描述，并且所有的函数等同物被解释为包含在其中。例如，在 实际的实现中，图IA的余弦和正弦信号105、106可W包括硬开关的信号(分别表示接近余弦 和正弦信号的阶梯型函数）。[000引在相应的低通滤波器化PF)109、110中对下变频的信号进行滤波，W排除任何较高 频率信号分量，并且滤波后的信号包括位于零频率的相对两侧上的中频(flF)处的 两个双载波分量142、143。滤波后的信号111被称作同相中频信号Iif,并且滤波后的信号112 被称为正交相位中频信号&F。向包括第一中频混频器（IF MIXH13和第二中频混频器114的复IF混频器IOOA输 入同相中频信号和正交相位中频信号。第一中频混频器113适于提供第一双载波分量140、 142、144的同相基带分量127和正交相位基带分量128,并且第二中频混频器114适于提供第 二双载波分量141、143、145的同相基带分量129和正交相位基带分量130。由复IF混频器 IOOA提供的信号127、128、129、130可^在相应的低通滤波器化?。)115、116、117、118和模数 转换器(ADC) 119、120、121、122中滤波并转换至数字域，W产生第一双载波分量和第二双载 波分量123、124、125、126的数字同相基带信号和数字正交相位基带信号。 在典型的示例中，第一中频混频器113可W通过exp(j CO IFt)来实现乘法运算，其中 将复输入信号111和112转变为复输出信号127和128。类似地，第二中频混合器114可W通过 exp(-j CO IFt)来实现乘法运算，其中将复输入信号111和112转变为复输出信号129和130。 图IB示出了可W例如用作图IA的复IF混频器IOOA的复IF混频器IOOB的实际实现 的一个示例。示例复混频器IOOB具有复输入信号11化、112bW及两个复输出信号127b、128b 和129b、130b。 通过在同相混频器151中将同相输入信号11化与中频余弦信号混合，并且减去在 正交相位混频器152中与中频正弦信号混合的正交相位输入信号11化，来产生第一同相输 出信号127b。通过在正交相位混频器154中将正交相位输入信号11化与中频余弦信号混合， 并且加上在正交相位混频器153中与中频正弦信号混合的同相输入信号11化，来产生第一 正交相位输出信号128b。 通过在同相混频器151中将同相输入信号11化与中频余弦信号混合，并且加上在 正交相位混频器152中与中频正弦信号混合的正交相位输入信号11化，来产生第二同相输 出信号129b。通过在正交相位混频器154中将正交相位输入信号11化与中频余弦信号混合， 并且减去在正交相位混频器153中与中频正弦信号混合的同相输入信号111b，来产生第二 正交相位输出信号13化。 应当注意的是，通过e邱（j O IFt)和e邱(-j O IFt)的乘法运算可W互换，并且通过 cos( OiFt)和sin( OiFt)的乘法运算可W由通过cos( OiFt)和-sin( OiFt)的乘法运算来代 替。如本领域所熟知，也可W有其他的变型。 在一些正交混频器装置中，转变频率信号版本(图IB的例如中频正弦和余弦信号） 可W是具有适当相移的正弦信号的时间离散(并且可能是幅度离散的，即量化的）表示。因 此，转变频率信号版本对应于采样的（并且可能是量化的）正弦信号。在本文中每个转变频 率信号周期的采样数量被称作过采样率(OSR)。出于频谱纯度和低复杂度的原因，混频器可 W W每个转变频率信号周期(或等同地，LO周期）的整数个采样来操作。因此，在运样的实现 中，过采样率是整数。 在时间离散转变频率信号的情形下，在时间离散混频器实现中，不向每个混频器 提供明确的LO波形。而是，混频器装置由具有等于过采样率乘W转变频率的速率的时钟来 驱动，并且可W认为每个混频器具有等同地LO波形。无论混频器装置是如何实现的，将永远 存在与每个混频器相关联的明确的LO波形或等同的（隐式的化0波形。本文中任何对LO波形 (或相关的参数或信号）的引用的意思是包含明确的和隐式的情形。 如上所述，正交混频器典型地由WV2(90度）的相位差来操作的混频器元件组成。 如果运些混频器元件在时间离散和量化的情形中W相同的样式(生成具有V2的相位差的 等同的LO波形)操作，则过采样率应当是4的倍数，使得时间离散转变频率信号序列是相互 移动的版本(该移动对应于时间移动）。在典型的实现中，运意味着驱动混频器和/或转变频 率信号发生器的时钟的速率应当是转变频率的4乘WN倍，其中N为整数。由于实际原因（例 如时钟的有限频率范围），过采样率通常限制为例如6与20之间的整数，根据上文解释的限 审IJ，只剩下了 {8,12,16,20}的备选。在一些情形中，可W选择时间离散转变频率信号序列， 使得它们相互之间不是(时间)移动的版本，并且仍提供高的谐波抑制。 无论时间离散转变频率信号序列是否不同，在过采样率不是4的倍数时提供高谐 波抑制的需求通常将导致一个本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种正交混频器装置，适于对混频器装置输入信号(201、401、601、702、703、801、811)进行值为转变频率的频率转变，以产生混频器装置输出信号(202、403、606、607、709、822、824、826、828)，其中所述正交混频器装置适于以等于所述转变频率乘以过采样率(203、402)的混频器装置时钟速率来操作，其中所述过采样率加整数1、2或3是4的倍数，所述正交混频器装置包括：序列发生器(406、516、526)，适于基于所述过采样率来生成同相混频器转变序列和正交相位混频器转变序列，其中所述同相混频器转变序列是以所述混频器装置时钟速率采样的转变频率正弦函数的时间离散表示，并且所述正交相位混频器转变序列是以所述混频器装置时钟速率采样的相移了π/2加相位偏差(300)的转变频率正弦函数的时间离散表示，所述相位偏差是所述过采样率的函数；至少一对混频器(205、206、408、410、608、610、708、710、802、803、812、813)，每对混频器包括同相混频器(408、608、708、802、812)和正交相位混频器(410、610、710、803、813)，其中所述同相混频器适于基于所述同相混频器转变序列来转变同相混频器输入信号(602、706、801、811)，以产生同相混频器输出信号(604、704)，所述正交相位混频器适于基于所述正交相位混频器转变序列来转变正交相位混频器输入信号(603、707、801、811)，以产生正交相位混频器输出信号(605、705)，以及所述同相混频器输入信号和所述正交相位混频器输入信号与所述混频器装置输入信号相关联，并且所述同相混频器输出信号和所述正交相位混频器输出信号与所述混频器装置输出信号相关联；以及一个或多个校正网络(207、412、414、614、712、804、814)，适于基于所述过采样率和所述相位偏差，通过对所述同相混频器输入信号、所述正交相位混频器输入信号、所述同相混频器输出信号、以及所述正交相位混频器输出信号中的至少一个进行调节，来对所述相位偏差进行补偿。...
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】
【专利技术属性】
技术研发人员：拉尔斯·松德斯特伦，斯塔凡·艾科，吉姆·斯文森，
申请(专利权)人：瑞典爱立信有限公司，
类型：发明
国别省市：瑞典;SE
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