用于感应电动机的电力变换装置制造方法及图纸

本发明专利技术目的在于获得一种可减小因取样控制运算的取样频率而引起的低频电压失真，达到无噪声的电力变换装置。故而具有：对取样控制运算中得到的交流电压相位角θ↓［１］在其频率比取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正器３０；根据该相位校正后的交流电压相位角θ将取样控制运算中得到的旋转座标系的ｄ轴电压指令值Ｖ↓［１ｄ］及ｑ轴电压指令值Ｖ↓［１ｑ］座标变换为３相瞬时交流电压指令值Ｖ↓［１Ｕ］、Ｖ↓［１Ｖ］、Ｖ↓［１Ｗ］的２轴－３相变换器７。（*该技术在2013年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及电力变换装置，特别涉及能减小由取样控制运算的运算周期（取样频率）所引起的低频波电压失真的PWM电力变换装置。图4示出的是已有的PWM电力变换装置的构成图。图中，1是由开关元件构成的可变电压、可变频率的电力变换器，将通常的直流电力变换为所需电压、频率送给感应电动机2的定子绕线。3是检测感应电动机2转子角速度ωr的转子角速度检测器。4u、4v、4w分别是检测经电力变换器1流过感应电动机2定子绕线的3相交流电流I1U、I1V、I1W的电流检测器，5是3相-2相变换器，通过该3相-2相变换器5将各个电流检测器4u、4v、4w来的3相交流电流I1U、I1V、I1W变换为与感应电动机2定子绕线所加交流电压的频率ω1同步旋转的2轴旋转座标系（d-q座标系）中的值，即定子绕线电流I1d、I1q。6是由d-q座标系中的定子绕线电流I1d、I1q与定子绕线电压V1d、V1q算出与感应电动机2的转子（未图示）交链的磁通Φ2d、Φ2q（未图示）的磁通运算器，7是将d-q座标系的2轴电压指令值即定子绕线电压V1d、V1q变换为实际的3相瞬时交流电压指令值I1U、I1V、I1W的2轴-3相变换器。8是d轴电流控制器，用以对定子绕线电流d轴分量指令值I1d＊与其实际值I1d的差进行例如比例积分运算而致使按照指令值的电流流过。9相同是q轴电流控制器，用以对定子绕线电流q轴分量指令值I1q＊与其实际值I1q的差进行例如比例积分运算而致使按照指令-->值的电流流过。10是用来将d轴分量的转子绕线交链磁通（以下称d轴分量磁通）Φ2d控制为内部发生的d轴分量磁通指令值Φ2d＊的磁通控制器，11为用来将转子角速度ωr控制为内部发生的转子角速度指令ωr＊的速度控制器。12为由速度控制器11以及磁通运算器6的输出供给的除法器，13为由除法器12的输出供给的系数器，通过这些除法器12以及系数器13算出转差频率指令值ωs＊。14为d轴分量指令值I1d＊减去定子绕线电流I1d的减法器，15为q轴分量指令值I1q＊减去定子绕线电流I1q的减法器，16为使转差频率指令值ωs＊与转子角速度ωr相加的加法器，17为d轴分量磁通Φ2d减去d轴分量磁通指令值Φ2d＊的减法器，18为转子角速度ωr减去转子（再次指令值）ωr＊的减法器，19为使加法器16输出积分的积分器。图5是示出图4电力变换器1具体例的构成图。图中，21为直流电源，22a-22f为与直流电源21连接构成3相各支路的开关元件，23a-23f为分别与各个开关元件22a-22f反向并接的二极管，24为根据如图7所示充当各自相位相差120°的正弦波调制控制信号的3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W对开关元件22a-22f产生各自的调制信号24a-24f而使之通、断控制的调制电路，并使得调制信号24a-24c按其原样送给各开关元件22a-22c，而调制信号24d-24f经反转送给各开关元件22d-22f。图6是示出图5调制电路24具体例的构成图。图中，25为产生载波（三角波）信号25a的载波发生器，26为载波信号25a分别与3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W，比较产生脉冲宽度调制（PWM）过的图7所示信号26a-26c的比较器。这里，信号26a-26c分别对应于调制信号24a与24d、24b与24e、24c与24f。以下说明动作，首先说明电流控制。由电力变换器1流到感应电动机2定子绕线的3相交流电流I1U、I1V、I1W分别由电流检测器-->4u、4v、4w检测，送到3相-2相变换器5。3相-2相变换器5按下式将3相交流电流I1U、I1V、I1W变换为从与加在感应电动机2定子绕线上的3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W的频率同步旋转的2轴正交座标系（d-q座标系）看去的定子绕线电流I1d、I1q。然而在上述（1）式中，θ1是由积分器19得到的交流电压相位，由θ1＝∫ω1dt表示。d轴电流控制器8对定子绕线电流I1d与定子绕线的d轴电流指令值I1d＊的差进行比例积分运算，输出定子绕线电压的d轴电压指令值V1d。同样，对于q轴分量也由q轴电流控制器9对定子绕线电流I1q与定子绕线的q轴电流指令值I1q＊的差进行比例积分运算，输出定子绕线电压的q轴电压指令值V1q。d轴电压指令值V1d与q轴电压指令值V1q按照下式经2轴-3相变换器7变换为实际的3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W。由此得到的3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W送到电力变换器1，对于感应电动机2就可以流所需的电流。以下说明转差频率控制。若上述电流控制电路系统十分高速地动作就可认为I1d＊＝I1d，I1q＊＝I1q。这时将定子绕线电流I1d、I1q看作输入时感应电动机2系统的状态方程由下式表示。Φ2d＝αΦ1d+ωsΦ2q+βI1d（3）-->Φ2q＝αΦ1d+ωsΦ2q+βI1q（4）ωr＝γ（IlqΦ2d-I1dΦ2q）（5）这里，α、β、γ是由感应电动机确定的常数，ωs为转差频率，即ωs＝ω1-ωr（6）现在，若设ωs=β(I1q)/(Φ2d)（7）则上述（4）式为Φ2q＝αΦ2q（8）由于α＜0，故q轴分量磁通Φ2q随着时间推移而趋近于零。这种时刻之后可认为Φ2q＝0。而且，由除法器12与系数器13根据上述（7）式计算转差频率ωs的指令值ωs＊。再由加法器16使转差频率ωs的指令值ωs＊与转子角速度ωr相加，计算加在感应电动机2定子绕线上的交流电压频率ω1，由积分器19对该频率ω1积分求得交流电压相位θ1，通过该交流电压相位θ1由2轴-3相变换器7根据上述（2）式进行变换得到3相瞬时交流电压指令值V1U、V1V、V1W，将这送到电力变换器，从而通过电力变换器1将频率ω1的变流电压加到实际运行中的感应电动机2上。以下说明磁通控制。若由于上述转差频率控制而使得Φ2q＝0，则所谓控制磁通就是控制d轴分量磁通Φ2d。根据上述（3）式由Φ2q＝0就变为Φ2d＝αΦ2d+βI1d（9）因而变成只要对d轴定子绕线电流进行操作就可将d轴分量磁通Φ2d控制为所需的值。由磁通控制器10对d轴分量磁通指令值Φ2d＊与d轴分量磁通Φ2d的差进行比例积分运算输出定子绕线电流指令值I1d＊。另外，d轴分量磁通Φ2d的值由磁通运算器6求出。以下说明速度控制。若由于上述转差频率控制而可控制为Φ2q＝-->0，由于磁通控制而控制为Φ2d＝Φ2d＊（常数），由上述（5）式变为ωr＝γΦ2d＊I1q（10）因而变成只要对q轴定子绕线I1q进行操作就可将转子角速度ωr控制为所需的值。由速度控制器11对转子角速度指令值ωr＊与实测值ωr的差进行比例运算，输出q轴定子绕线电流I1q的指令值I1q＊。已有的PWM电力变换装置按上述那样构成，为达到感应电动机等负载无噪声，而采用IGBT等高速开关元件使开关频率实现15-20KHz高频时，当然需要使载波（三角波）频率提高到15-20KHz高频，同样还必须使取样控制运算的运算周期速度加快到载波周期。然而，在此之前还受到执行取样控制运算的微处理机能力的限止，而只能以比载波（三角波）频率低的取样频率执行取样控制运算，因而作为正弦波调制控制信号送给电力变换器的3相瞬时交流电压指令本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种电力变换装置，其特征在于包括：对取样控制运算中得到的交流电压相位角在其频率比所述取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正装置；根据该相位校正后的交流电压相位角将所述取样控制运算中得到的２轴旋转座标的电压指令值座标变换为多相交流电压指令值的座标变换器。

【技术特征摘要】
JP 1992-3-9 50493/921、一种电力变换装置，其特征在于包括：对取样控制运算中得到的交流电压相位角在其频率比所述取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正装置；根据该相位校正后的...

【专利技术属性】
技术研发人员：荒木博司，
申请(专利权)人：三菱电机株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]