将多量化的数字控制的电源电压用于多放大器级制造技术

本文公开了具有多个放大器的利用经数字量化的电源的功率放大的方法和系统。在一个实施例中，时变包络信号被采样、量化以及分解成几个被单个地放大的组成信号，然后被组合以形成经量化时变包络的期望经放大版本。一个或多个信号的幅度、相位和/或频率特征以及一个或多个放大器的供给电压和源电流是基于量化过程提供的信息以及慢和快功率控制信息来数字控制的。将被放大的一个或多个组成信号的幅度、相位和/或频率特征被控制以提供时变包络信号的期望经量化版本的期望幅度、相位、频率和/或频谱特征。和/或频谱特征。[转续页]

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】将多量化的数字控制的电源电压用于多放大器级


[0001]本专利技术总体上涉及使用具有多个并联的放大器的放大器级来进行的变化包络信号的放大。这些放大器由经量化的集电极供给电压的集合或经量化的漏极电压(被表示为V
dd
)的集合来控制并且通过在被用在用于移动通信、无线通信和有线通信系统的电信设备中的收发器中进行的信号放大来控制。

技术介绍

[0002]在现代无线通信中，频谱效率应得到充分优化以便能够支持高数据速率。在有限带宽系统中，这是通过采用高阶调制方法来完成的，该方法特征是高峰均比(PAR)信号，该信号需要显著的用于线性操作的回退水平[1]。这种方案并不总是适合于使用传统功率放大器(PA)，因为PA应被设计成使得其能够处理峰值功率水平，而一般来说，它需要以低得多的平均输出功率工作[2]。传统上，线性PA经偏置以递送与峰值射频(RF)输出功率的值相对应的输出功率。峰值RF输出功率条件一般发生在到PA的RF输入信号处于最大值时。对变化包络经调制信号进行线性放大的传统途径是使线性A类或AB类PA的输出功率“回退(back
‑
off)”，直到失真水平在可接受的范围内。然而，当PA从峰值RF输出功率条件“回退”时，过量的直流(DC)输入功率必须由PA来消散，因为它没有被转变成有用的RF输出功率。因此，PA效率显著降低，特别是对于高PAR信号，这是在通常被用在LTE中并且要在下一代移动通信系统中采用的信号的情况。
[0003]通常被用来测量功率放大器的效率的两个度量包括漏极/集电极效率(η)和功率附加效率(PAE)。漏极/集电极效率η给出了到PA的多少DC输入功率被转换为RF输出功率的量度，并且由PA的RF输出功率与PA的DC输入功率之比来给出(η＝P
out
/P
DC
)。PAE主要不同于漏极/集电极效率η的原因在于它考虑了PA的输入RF信号的功率。PAE由下式给出：
[0004][0005]其中，P
out
是PA的RF输出功率，P
DC
是PA的DC输入功率，以及P
in
是到PA的RF输入信号的功率。因此，降低P
DC
的优势变得显而易见。
[0006]RF功率放大器的效率对便携式设备(诸如便携式发送器)的电池寿命有显著影响，因为放大器通常消耗被设备使用的大量功率。不幸地，功率放大器的线性度与效率之间的传统权衡是这样，即功率放大器的线性度越高，其功率效率越低。
[0007]在功率放大器中，线性度与功率效率之间通常存在复杂的权衡。线性度由功率放大器在特征曲线上的操作范围来确定，该特性曲线将功率放大器的输入与输出变量联系起来——操作范围的线性度越高，就可以说PA的线性度越高。线性度是PA的期望特征。在一个方面中，例如，期望的是功率放大器均匀地对变化幅度和/或相位和/或频率的信号进行放大。相应地，线性度是PA的输出信号质量的重要决定因素。对频谱和功率效率有严格要求的现代有线和无线通信系统进一步强调了上述权衡。例如，无线通信信号，诸如正交频分复用(OFDM)[3]、码分多址(CDMA)[4]、宽带CDMA(W
‑
CDMA)、具有频域均衡的单载波(SC
‑
FDE)[5]和正交频分多址(OFDMA)，它们的特征是包络波动和高峰均功率比(PAPR)，这可能损害放大效率[6，7，8]。当采用非线性放大器时，信号的PAPR越大，产生的非线性失真就越大。其他多载波技术，诸如利用偏置正交幅度调制进行的滤波器组多载波(FBMC
‑
OQAM)技术也有同样的缺点。
[0008]由于PA是发送器架构中最重要的组件之一，因此它表示最耗电的设备。例如，在最大负载下的基站中，PA功耗占整个系统的DC功耗的50％以上。热量问题除外，工作在回退水平的高功率系统还增加了系统的复杂性[9]。
[0009]多年来，已经提出了几项技术来提高PA的效率。例如，包络消除和恢复(EER)[10，11，12]，预失真[13，14]，Doherty[15，16，17]，利用非线性控制的线性放大(LINC)[18，19，20，21，22，23]和包络跟踪(ET)[24，25，26，27，28]。
[0010]EER技术使用开关模式PA和包络再调制电路的组合。然而，这种架构存在几个缺点。幅度和相位信号两者都是利用非线性操作产生的。因此，原始I/Q信号的带宽在相位上和在包络信号路径上被显著地扩展。EER技术的效率在很大程度上取决于包络放大器(EA)的效率。由于整体系统效率现在是包络放大器和RF PA的效率的乘积，因此EA效率的下降会抵消RF PA在效率方面的任何提高。
[0011]在基本的Doherty功率放大器(DPA)方案中，主放大器是B类或AB类放大器(AB类因其更高的线性度而更优选)。然而，对于所谓的断点与最大值之间的任何输入功率水平，它都被设计成保持其最大输出电压摆幅，并且因此保持其最大效率。在经典的DPA实施方式中，主最大电流贡献了最大总电流的一半，这将断点设定为6dB输出功率回退(OBO)。辅助设备因输入功率低于断点值而关闭并且在输入功率增加到该水平以上时打开。激活时，其向公共负载注入电流，从而贡献总输出功率并且对主放大器看到的负载进行调制。这种架构的缺点是在回退和带宽方面的限制。此外，由于设备的非理想性，实际的DPA实施方式在操作频率和线性度方面呈现出其他问题。
[0012]LINC技术将输入信号S(t)分离成两个恒定包络信号，这两个恒定包络信号将分别地被两个高效非线性放大器(例如，D类和E类放大器)放大。在传统的LINC中，具有时变包络的输入信号S(t)被分解成两个恒定幅度的信号S1(t)、S2(t)，这两个信号可以经求和以提供期望输出信号S
out
(t)。通过两个恒定包络信号的异相，时变包络输出信号被创建为两个恒定包络信号S1(t)、S2(t)的总和。因为这两个信号S1(t)、S2(t)具有恒定幅度，所以它们可以与高效PA合成，包括部分和完全开关模式设计，诸如D、E、F、E/F类和电流模式D，逆F、φ等。这些放大器可以部分地变得高效，因为它们不需要具有提供线性输出控制的能力。在功率组合网络中将两个恒定幅度输出S1(t)、S2(t)组合使得净输出幅度能够经由两个组成分量S1(t)、S2(t)的相对相位来控制。然而，LINC发送器方案受限于其输入信号的包络特征。由于带限信号的幅度信息被嵌入在LINC分量的相位中，高度波动的包络产生具有高相位含量的恒定包络LINC分量，这是使LINC分量的频谱扩展的原因。LINC的另一个难题是如何完成功率组合，特别是因为许多高效功率放大器是对负载阻抗高度敏感的，并且由于功率放大器之间的相互作用，它们的性能和效率会严重下降。
[0013]ET技术使用线性PA和供给调制电路，在该供给调制电路中，供给电压跟踪输入包络。ET系统即使需要更复杂的供给调制器，也可以提高RF PA的效率，以用于具有高P本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】1.一种在放大器级上用多经量化的数字控制的电源电压进行功率放大的方法，所述方法包括以下步骤：接收携带将发送的信息比特的输入信号；接收具有根据所述输入信号的信号频率来设定的值的第一时钟信号；接收具有根据所述输入信号的期望采样率来设定的值的第二时钟信号；接收根据期望输出信号的期望输出信号频率的第三时钟信号；接收慢功率控制信号和快功率控制信号以控制放大级的输出功率，所述控制信息需要在不同信息块上或在携带所述信息的所述输入信号的每个数据块内的样本上选择N
bq
个电压供给值V
dd
的不同集合。按照所述采样率对携带所述信息比特的所述输入信号进行采样以生成所述输入信号的样本；对所述样本进行处理以生成每个样本的同相分量和正交分量；在量化器中对每个样本的所述同相分量和所述正交分量进行处理以分别生成与所述同相分量的经量化值相对应的量化比特和与所述正交分量的经量化值相对应的量化比特；单个地对经量化的同相分量的所述量化比特进行处理以生成每个量化比特的极性表示的对应幅度和相位，并且单个地对经量化的正交分量的所述量化比特进行处理以生成每个量化比特的极性表示的对应幅度和相位，其中，与每个量化比特相关联的幅度是根据所述经量化值到极性分量的分解来定义的，所述极性分量的幅度由分别具有针对所述同相分量的N
bq
个幅度|c
l，i
|和针对所述正交分量的N
bq
个幅度|c
q，i
|的集合来给出；对具有针对所述同相分量的N
bq
个幅度|c
l，i
|和针对所述正交分量N
bq
个幅度|c
q，i
|的集合进行处理以生成选择要应用于所述N
bq
个放大器的V
dd
的N
bq
个值的对应集合的控制信息；通过乘以具有期望频谱形状的脉冲信号来对极性同相分量进行处理，并且通过乘以具有期望频谱形状的脉冲信号来对极性正交分量进行处理；通过对具有相同幅度的信号对求和来对所述同相信号和所述正交信号进行处理以生成具有恒定包络并且总和等于所述包络的所述经量化版本的N
bq
个信号的集合。将得到的具有恒定包络的N
bq
信号的集合乘以具有射频(RF)信号频率的周期信号。根据所述经量化值的分解的映射规则以及慢和快功率控制信息，将具有V
dd
的N
bq
个值的集合和/或驱动电流的放大的N
bq
个放大器偏置。将所述放大级的N
bq
个放大器中的一个放大器中的N
bq
个组合信号中的每个组合信号放大，并且在组合器中对所述基本恒定包络组成信号的经放大信号求和，其中，所述经放大信号被组合以产生期望输出信号。2.根据权利要求1所述的方法，其中，接收携带所述信息比特的所述输入信号的所述步骤包括：接收一个具有时变包络的限带信息信号，或者接收一个具有时变包络的限带信息信号的同相分量和正交相位分量，或者接收一个具有时变包络的限带信息信号的同相分量和正交分量的样本，或者包括接收一个具有时变包络的限带信息信号的样本。3.根据权利要求1所述的方法，其中，量化和映射能够由块使用单个量化器，随后使用用于两个分量样本的映射器来执行，或者使用两个量化器，随后使用两个映射器来执行，每个量化器用于每个分量，并且量化和映射规则能够由比较器和具有所述经量化值的对应量
化比特的查找表(LUT)来执行。4.根据权利要求1所述的方法，其中，对携带信息比特的所述输入信号的所述样本进行量化以生成所述量化比特的步骤可以使用若干量化比特，这些量化比特能够在携带所述信息比特的所述输入信号的不同样本之间改变。5.根据权利要求1所述的方法，其中，与所述同相分量和所述正交分量的样本相关联的极性分量的量化和生成能够由比较器和具有所述量化比特的对应幅度和相位的查找表(LUT)来执行，或者能够由直接量化和生成比特、极性分量的幅度以及针对所述同相分量和所述正交分量的相位的块来完成一次。6.根据权利要求1所述的方法，其中，选择要应用于所述N
bq
个放大器的V
dd
的N
bq
个值的对应集合的控制信息的生成能够由具有要应用于所述放大器的对应V
dd
的查找表(LUT)来执行，或者能够由直接量化和生成比特、极性分量的幅度、针对所述同相分量和所述正交分量的相位、以及用于选择对应V
dd
集合的控制信息的块来完成一次。7.根据权利要求1所述的方法，其中：所述采样步骤包括按照所述采样率来对所述输入信号进行采样以生成所述输入信号的所述同相分量和所述正交分量的样本；所述量化步骤包括两个量化器，其中，一个量化器被用在同相分量的每个样本的量化中并且生成N
bq
个与所述样本的经量化版本相对应的量化比特，并且另一个量化器被用来对正交分量的每个样本进行量化并且生成N
bq
个与所述正交分量的样本的经量化版本相对应的量化比特；对具有针对所述同相分量的N
bq
个幅度|c
l，i
|和针对正交分量的N
bq
个幅度|c
q，i
|的所述集合进行处理以生成选择要应用于所述N
bq
个放大器的V
dd
的N
bq
个值的对应集合的控制信息的所述步骤还能够生成要应用于所述N
bq
个放大器的偏置电流的N
bq
个值的集合。8.根据权利要求1所述的方法，其中，反馈能够耦合到每个放大分支以给出数字预失真所需的信息来补偿所述放大器的损伤。9.一种在放大器级上用多量化的数字控制的电源电压进行功率放大的装置，所述装置包括：用于接收携带将发送的信息比特的输入信号的输入电路；用于接收具有根据所述输入信号的信号频率来设定的值的时钟信号的输入电路；用于接收具有根据所述输入信号的期望采样率来设定的值的时钟信号的输入电路；用于接收按照所述期望输出信号的期望输出信号频率的时钟信号的输入电路；用于按照所述采样速率对携带所述信息的所述输入信号进行采样以生成所述输入信号的样本的采样电路；用于接收所述样本并且生成每个样本的同相分量和正交分量的数字映射器电路，每个样本的所述同相分量和所述正交分量被N
bq
个比特量化器转换为并行的量化比特信号的两个集合，所述量化比特信号的两个集合被可以是查找表的映射器用来生成具有同相幅度系数|c
l，i
|的信号和具有正交幅度系数|c
q，i
|的信号；电压映射器，所述电压映射器根据所述快和慢功率控制信号，使用由所述数字映射器提供的信号来生成N
bq
个控制信号的集合，所述N
bq
个控制信号的集合用来选择要应用于所述放大器的V
dd
值的集合；
...

【专利技术属性】
技术研发人员：波罗，
申请(专利权)人：鲁伊，
类型：发明
国别省市：