一种不完美信道估计下SM-OFDM系统的最优功率分配方法技术方案

本发明专利技术属于通信抗干扰技术领域，具体提供一种不完美信道估计下SM‑OFDM系统的最优功率分配方法，该方法主要是为接收端根据估计信道得到系统BER上界，继而得到最优功率分配方案。具体方法如下：根据距离数据子信道最近的η个导频子信道的估计信道，采用η阶广义线性内插技术得到该处数据子载波的估计信道，然后计算数据子载波的平均BER上界并集界，最后通过最小化BER上界得到导频符号和数据符号间的最优功率分配方案。在总功率有限的条件下，本发明专利技术的最优功率分配方案能够在不增加计算复杂度的情况下，使SM‑OFDM系统的BER性能得到显著的提高；本发明专利技术适用于所有广义线性内插技术。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术属于通信抗干扰
，涉及空间调制(SpatialModulation,SM)技术，正交频分复用技术(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplex，OFDM)，信道估计技术，及其相关的SM-OFDM技术，具体为一种不完美信道估计下SM-OFDM系统的最优功率分配方法。
技术介绍
多入多出(MultipleInputMultipleOutput，MIMO)技术是一种无线环境下的高速传输技术，它在发射端和接收端配置更多的天线单元，并结合先进的空时编码调制方案，通过对空间自由度的充分利用，可以带来额外的分集，复用和波束成型增益。SM技术是一种高效低复杂度的MIMO调制方案，它可以利用传输数据的天线索引来携带额外的信息比特。OFDM技术能充分利用频谱资源，有效对抗多径衰落和大时延扩展引起的符号间干扰。SM-OFDM技术被认为是未来移动通信系统很有可能选用的技术方案之一。SM-OFDM系统的信道估计误差会影响接收机对信号的检测准确度，使系统性能降低，通常是增加导频数量来提高信道估计的准确性，但其会降低系统传输效率。本专利技术即是针对这一问题，本专利技术通过最小化采用最小均方误差(minimummeansquareerror，MMSE)信道估计法时SM-OFDM系统的误比特率(BitErrorRate，BER)上界并集界给出采用所有广义线性内插技术时导频符号和数据符号间的最优功率分配方法。专利
技术实现思路
本专利技术的目的在于针对信道估计误差对SM-OFDM系统BER性能影响较大这一缺陷，提供一种适用于所有广义线性内插技术的导频符号和数据符号间的最优功率分配方法。本专利技术的技术方案为：一种不完美信道估计下SM-OFDM系统的最优功率分配方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤A.初始化处理SM-OFDM系统中有Nt根发送天线、Nr根接收天线和N个子载波，相干带宽内有Nc个子载波，其中前Np个子载波发送导频符号，后Nd个子载波发送数据符号，并且Np＝Nt；在相干带宽内，发送导频的子载波信道所占比例为在SM-OFDM系统中每个导频符号的功率为Ep,每个数据符号的功率是Ed，因此平均每个符号的功率为：E0=NtEP+NdEdNc=δEP+(1-δ)Ed]]>定义数据符号的总功率与导频符号的总功率的比值为因此：Ep=E0δ(1+a)Ed=aE0(1-δ)(1+a)]]>步骤B.计算数据子载波处的估计信道常规内插技术，如：二阶线性内插、高斯内插和基于维纳滤波的内插等，本质上都是通过对导频处信道系数进行加权线性组合得到数据位置处的信道估计，本专利技术将其统称为广义线性内插技术；当采用η阶广义线性插值技术时，接收端根据MMSE估计得到与数据子载波相邻的η处导频子载波的信道估计矩阵且的每个元素都是均值为0、方差为的复高斯随机变量，其中是高斯白噪声的功率；相干带宽内的第k个数据子载波处的估计信道为：因此中的每个元素的方差为：σh^,k2=wkEpEp+σz2,]]>其中，wk=Σϵ=1η(ξϵk)2;]]>步骤C.计算等效噪声第k个数据子载波信道的传播模型为其中，估计误差矩阵中的元素都是均值为0，方差为的复高斯随机变量，白噪声向量Zk中的元素是均值为0方差为的复高斯随机变量，为第k个数据子载波上的发送符号向量；将Z′k视为等效的加性高斯白噪声向量，且其中的每个元素都是均值为0，方差为σzk′2=σz2+Ed-wkEdEpEp+σz2]]>的复高斯随机变量；步骤D.计算相干带宽内数据子载波的平均BER上界并集界采用M阶正交幅度调制时，第k个数据子载波信道的BER上界并集界为Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xik,xjk)Σn=0Nr-1Nr-1+nn[1-γ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)]nγ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)Nr]]>其中，是向量与间的汉明距离，是归一化后的向量，并且λijk=(x1ik-x1jk)H(x1ik-x1jk),]]>γ(x)=0.5(1-x/(1+x)),]]>则相干带宽内Nd个传送数据符号的子载波信道的平均BER上界为：P‾b-MAX=1NdΣk=1NdPb-MAX(wk),]]>因此平均BER满足步骤E.基于最小化平均BER上界的最优功率分配E1.相干带宽内的第k个数据符号处子载波信道的并集界可简化为如下形式Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xi,xj)Σn=0Nr-1Nr-1+nn(1-Ak)n(Ak)Nr]]>其中，Ak=γ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2);]]>设两个变量，分别为：Sk=EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2,]]>Bk=(Sk/(1+Sk))),]]>显然0＜Bk＜1。将和代入Bk得到：Bk=aE02wkλijk4(δ(1-δ)(1+a)2σz2σz2+(1-δ)(1+a)E0σz2+σz2γ(1+a)aE0+aE02wk)+aE02wkλijk]]>E2.Bk对功率分配因子a求导数∂Bk∂a=0.5*4(δ(1-δ)σz2σz2+(1-δ)E0σz2)-4(δ(1-δ)σz2σz2+σz2δE0)a2(4(δ(1-δ)(1+a)2σz2σz2+(1-δ)(1+a)E0σz2+σz2δ(1+a)aE0+aE02-aE02wk)+aE02wkλijk)1.5E02wkλijka]]>由于Ak＝0.5(1-Bk)，因此0<Ak＜0本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种不完美信道估计下SM‑OFDM系统的最优功率分配方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤A.初始化处理SM‑OFDM系统中有Nt根发送天线、Nr根接收天线和N个子载波；相干带宽内有Nc个子载波，其中前Np个子载波发送导频符号，后Nd个子载波发送数据符号，并且Np＝Nt；在相干带宽内，发送导频的子载波信道所占比例为在SM‑OFDM系统中每个导频符号的功率为Ep,每个数据符号的功率是Ed，因此平均每个符号的功率为：E0＝δEP+(1‑δ)Ed，定义数据符号总功率与导频符号总功率的比值为则：Ep=E0δ(1+a),Ed=aE0(1-δ)(1+a),]]>步骤B.计算数据子载波处的估计信道采用η阶广义线性插值技术，接收端根据MMSE估计得到与数据子载波相邻的η处导频子载波的信道估计矩阵且的每个元素都是均值为0、方差为的复高斯随机变量，其中是高斯白噪声的功率；相干带宽内的第k个数据子载波处的估计信道为：因此，中的每个元素的方差为：σh^,k2=wkEpEp+σz2,]]>其中，步骤C.计算等效噪声第k个数据子载波信道的传播模型为：其中，估计误差矩阵中的元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量，白噪声向量Zk中的元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量，为第k个数据子载波上的发送符号向量，将Z′k为等效的加性高斯白噪声向量，其中元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量；步骤D.计算相干带宽内数据子载波的平均BER上界并集界采用M阶正交幅度调制，第k个数据子载波信道的BER上界并集界为Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xik,xjk)Σn=0Nr-1Nr-1+nn[1-γ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)]nγ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)Nr]]>其中，是向量与间的汉明距离，是归一化后的向量，并且λijk=(x1ik-x1jk)H(x1ik-x1jk),]]>γ(x)=0.5(1-x/(1+x)),]]>则相干带宽内Nd个传送数据符号的子载波信道的平均BER上界为：P‾b-MAX=1NdΣk=1NdPb-MAX(wk);]]>步骤E.基于最小化平均BER上界的最优功率分配E1.相干带宽内的第k个数据符号处子载波信道的并集界简化为：Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xi,xj)Σn=0Nr-1Nr-1+nn(1-Ak)n(Ak)Nr]]>其中，设两个变量，分别为：Sk=EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2,Bk=SkSk+1,]]>将和代入Bk得到：Bk=aE02wkλijk4(δ(1-δ)(1+a)2σz2σz2+(1-δ)(1+a)E0σz2+σz2δ(1+a)aE0+aE02-aE02wk)+aE02wkλijk]]>E2.Bk对功率分配因子a求导数∂Bk∂a=0.5*4(δ(1-δ)σz2σz2+(1-δ)E0σz2)-4(δ(1-δ)σz2σz2+σz2δE0)a2(4(δ(1-δ)(1+a)2σz2σz2+(1-δ)(1+a)E0σz2+σz2δ(1+a)aE0+aE02-aE02wk)+aE02wkλijk)1.5E02wkλijka]]>由于Ak＝0.5(1‑Bk)，因此0<Ak＜0.5，并且∂Ak∂a=-0.5*∂Bk∂a=FijkG]]>其中，Fijk=E02wkλijka(4(δ(1-δ)(1+a)2σz2σz2+(1-δ)(1+a)E0σz2+σz2δ(1+a)aE0+aE02-aE02wk)+aE02wkλijk)1.5]]>G=(δ(1-...

【技术特征摘要】
1.一种不完美信道估计下SM-OFDM系统的最优功率分配方法，其特征在于，包括以下步
骤：
步骤A.初始化处理
SM-OFDM系统中有Nt根发送天线、Nr根接收天线和N个子载波；相干带宽内有Nc个子载
波，其中前Np个子载波发送导频符号，后Nd个子载波发送数据符号，并且Np＝Nt；在相干带宽
内，发送导频的子载波信道所占比例为在SM-OFDM系统中每个导频符号的功率为Ep,
每个数据符号的功率是Ed，因此平均每个符号的功率为：
E0＝δEP+(1-δ)Ed，
定义数据符号总功率与导频符号总功率的比值为则：
Ep=E0δ(1+a),Ed=aE0(1-δ)(1+a),]]>步骤B.计算数据子载波处的估计信道
采用η阶广义线性插值技术，接收端根据MMSE估计得到与数据子载波相邻的η处导频子载
波的信道估计矩阵且的每个元素都是均值为0、方差为的
复高斯随机变量，其中是高斯白噪声的功率；相干带宽内的第k个数据子载波处的估计信
道为：
因此，中的每个元素的方差为：
σh^,k2=wkEpEp+σz2,]]>其中，步骤C.计算等效噪声
第k个数据子载波信道的传播模型为：
其中，估计误差矩阵中的元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量，白噪声向
量Zk中的元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量，为第k个数据子载波上的发送符号
向量，将Z′k为等效的加性高斯白噪声向量，其中元素为均值为0、方差为的复高斯随机变量；
步骤D.计算相干带宽内数据子载波的平均BER上界并集界
采用M阶正交幅度调制，第k个数据子载波信道的BER上界并集界为
Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xik,xjk)Σn=0Nr-1Nr-1+nn[1-γ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)]nγ(EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2)Nr]]>其中，是向量与间的汉明距离，是归一化后的向量，并且
λijk=(x1ik-x1jk)H(x1ik-x1jk),]]>γ(x)=0.5(1-x/(1+x)),]]>则相干带宽内Nd个传送数据符号的子载波信道的平均BER上界为：
P‾b-MAX=1NdΣk=1NdPb-MAX(wk);]]>步骤E.基于最小化平均BER上界的最优功率分配
E1.相干带宽内的第k个数据符号处子载波信道的并集界简化为：
Pb-MAX(wk)=1m2mΣi=12mΣj=1,j≠i2md(xi,xj)Σn=0Nr-1Nr-1+nn(1-Ak)n(Ak)Nr]]>其中，设两个变量，分别为：
Sk=EPEdEP+σz2wkλijk4σzk′2,Bk=S...

【专利技术属性】
技术研发人员：喻凤，雷霞，蒋兆翔，和禄，肖悦，
申请(专利权)人：电子科技大学，
类型：发明
国别省市：四川;51