一种适用于CO-OFDM系统的无迭代盲相位噪声补偿方法，先通过近似代价函数进行无迭代运算计算每个OFDM符号的CPE粗略估计值，再用面向判决的相位均衡算法(DDPE)去计算残余的CPE估计值，最后完成相位噪声补偿。在计算CPE粗略估计值时，该方法引入一种代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，该代价函数完美近似为一个余弦函数表达形式的新代价函数，求出新代价函数取得最小值时的旋转角度值，即为该OFDM符号的CPE粗略估计值。本发明专利技术提供一种频率利用率较高、复杂度较低、对硬件资源要求低、实用性强的适用于CO-OFDM系统的无迭代盲相位噪声补偿方法。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术属于光通信
，特别涉及一种适用于C0-0FDM系统的无迭代盲相位 噪声补偿方法。
技术介绍
相干光正交频分复用系统由于其出众的抗色散和偏振模色散能力，是未来高速长 距离光通信系统最有可能采用的备选传输技术之一。 C0-0FDM系统结构如图1所示，按其功能可以分为5个模块：C〇-〇FDM系统发射端 模块101、光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及C0-0FDM系统接收端 模块105，C0-0FDM发射端模块产生的电域信号经过电光调制的上变频变成光域的C0-0FDM 信号，C0-0FDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，C0-0FDM接收端 再对接收到的电信号进行信号处理以期恢复原始的发送段数据。结合图1，对整个系统的工 作过程进行详细表述。C0-0FDM系统串行输入的数据106经过串并转换模块107,变为并行 的N路数据；按照不同的调制格式将串并转换后的信号进行数字调制108 ;快速傅里叶逆变 换IFFT模块109实现信号从频域到时域的转换；加入循环前缀CP110 ;将得到的电域信号 进行并串转换111。上述信号的同相分量和正交分量信号分别通过数模转换器112、113变 换为模拟信号并通过低通滤波器114、115 ;采用放大器将信号的同相分量116和正交分量 117放大并注入到I/Q调制器中实现同相分量I和正交分量Q对光信号的正交调制；I/Q调 制器由3个双臂的马赫增德尔MZM调制器120、121和122组成，其中两个调制器实现对信 号的调制，第三个调制器122控制光调制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分别调节两 个调制器120、121的直流偏置保证实现信号调制的调制器工作在最小功率点，而第三个控 制相位差的调制器工作在正交点以保证两路信号存在90°的相位差；118表示C0-0FDM系 统的发射激光器，通过分路器119分成两束同样的激光，用于驱动二个光调制器120和121。 二个光调制器输出的信号通过合束器123,变成单路的光信号，接着输入到光纤信道进行传 输。产生的C0-0FDM信号在光纤124中经过长距离的传输后，经过直接的光-光放大器-掺 铒光纤放大器（EDFA) 125补偿光纤损耗后再进行传输，表不长距离的光纤，126表不光带通 滤波器。经过长距离的光纤传输后，光电检测模块将光域信号变换成电域的信号。127表示 C0-0FDM系统接收端的本地激光器，通过分路器分成两束同样的激光，128表不一个90°的 相移器；129和130表示两个耦合器，驱动4个光电二极管（PD) 131、132、133和134。135和 136表不两个减法器，分别对应输出接收信号的同相分量I和正交分量Q。得到的同相分量 I和正交分量Q经过低通滤波器137、138和模数转换器139、140转换后进入C0-0FDM接收 端。C0-0FDM接收端进行数字信号处理141，进行C0-0FDM发送端的逆过程，进行串并转换 142,移除循环前缀CP143,然后进行FFT变换144,对C0-0FDM信号进行数字解调145,最后 经过并串转换146恢复得到原始的发送端串行数据输出147。 上述是多载波相干光通信系统的一般结构，其相比于单载波的相干光通信技术 (如目前lOOG/s工业标准采用的PDM-QPSK)，C0-0FDM能够实现更高的光谱效率（即带宽 利用率）、更灵活的频谱使用、更有效的信道均衡和更高频谱扩展性，被学者广泛地认为是 下一代400G/s及lTb/s(lT= 1000G)光纤通信系统的重要解决方案。 但是在这种C0-0FDM多载波相干系统中，激光器相位噪声会严重影响系统 性能，这种恶化包括公共相位噪声（CPE)和载波间相互干扰（ICI)二个方面。Yi Xingwen等提出一种基于导频的方法来进行相位噪声补偿（文献1，X.Yi,W.Shieh,and Y.Tang,"PhaseestimationforcoherentopticalOFDM,'，IEEEPhoton.Technol. Lett.，vol. 19,no. 12,pp. 1 - 3,Jun. 15，（2007) ?即X.Yi,W.Shieh,andY.Tang, "相干光 OFDM相位估计，"IEEE光子技术学报，vol. 19,no. 12,pp. 1 -3,（2007).)，但这种方法需 要在发送端数据中周期性的插入导频符号，这严重降低了频谱利用率。为了降低导频符 号的使用频率，YangChuanchuan等人提出一种伪导频符号的方法（文献2,C.Zhao，C. Yang,F.Yang,F.Zhang,andZ.Chen,r，kC0-0FDMSystemWithAlmostBlindPhaseNoise Suppression,"IEEEPhoton.Technol.Lett.，vol. 25,no. 17,pp. 1723-1726，（2013)，即 C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,andZ.Chen, 〃C〇-〇FDM系统中近全盲的相位噪声抑制 方法〃，IEEE光子技术学报，vol. 25,no. 17,pp. 1723-1726,（2013))，这种方法几乎为盲 相位噪声补偿算法，但这种算法是基于一种正交基展开的，导致其计算复杂度较大。在 文献3 中（文献3，M.E.Mousa-PasandiandD.V.Plant, "Zero-overheadphasenoise compensationviadecision-directedphaseequalizerforcoherentoptical OFDM,y,Opt.Express,vol. 18,no. 20,pp. 20651 - 20660, (2010),即M.E.Mousa-Pasandi andD.V.Plant, "面向判决的相位均衡方法实现的零开销相位噪声补偿方法，"光学学 报，vol. 18,no. 20,pp. 20651 - 20660,（2010)) -种完全盲的相位噪声均衡方法被提出，被 称为面向判决的相位均衡方法（DDPE)。这种算法在低阶正交幅度（QAM)调制时，与导频 方法相比，具有同样的相位噪声补偿效果。但当高阶正交幅度（QAM)调制时，DDPE方法将 会受到判决错误的较大影响。为了在高阶正交幅度（QAM)调制时取得较好的相位噪声补 偿效果，一种色散最小算法（DM)被用在DDPE算法之前先进行粗相位噪声补偿（文献4， Y.HaandW.Chung, 〃Non-Data_AidedPhaseNoiseSuppressionSchemeforC0-0FDM Systems,"IEEEPhoton.Technol.Lett.，vol. 25,no. 17,pp. 1703-1705，（2013)，即Y.Ha andW.Chung，"C0-0FDM系统中非数据辅助的相位噪声抑制算法，"IEEE光子技术学报，vol .25,no. 17,pp. 1703-1705,（2013).)。在DM算法中，采用OFDM无线系统中恒模算法同样的 代价函数。尽管该DDPE之前的DM算本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种适用于CO‑OFDM系统的无迭代盲相位噪声补偿方法，其特征在于：所述补偿方法包括以下步骤：(1)接收端对接收到的CO‑OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；(2)电域光纤色散补偿；(3)对电域的信号进行串并转换，移除循环前缀CP并进行符号同步以及频率偏移估计和补偿；(4)采用快速傅里叶变换FFT将信号从时域变为频域；(5)为取得信道传递函数，将OFDM信号帧中第一个OFDM符号设置为导符号，以后每个OFDM符号的信道传递函数根据前一个OFDM符号的信道传递函数进行更新，H^n,k=Rn,k·Sn,k-1n=0H^n-1,k·eiφ1,n-1·eiφ2,n-1n>0]]>这里Sn,k是发送端第n个OFDM符号中的第k个子载波的导符号数据，Rn,k是对应的发射端导符号数据，是第n‑1个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ1,n‑1和φ2,n‑1是对第n‑1个的OFDM符号，分别用无迭代盲算法计算的粗略CPE估计值和面向判决相位均衡算法DDPE计算的残余CPE估计值；(6)用无迭代盲算法计算每个OFDM符号的粗略CPE估计值，在色散最小算法(DM)中引入新的代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，有如下表示：J(φ)=E{|R(ye-iφ)|2m+1}+E{|I(ye-iφ)|2m+1},]]>或者其中，y表示接收端某个OFDM符号频域数据，φ表示任意一个角度旋转，R(·)和I(·)分别表示对数据取实部和虚部值，E{·}表示对统计变量取均值,m≥1且为整数，当J(φ)的值最小时对应的φ值即为粗略的CPE相位估计值，为避免上述代价函数计算粗略CPE相位估计值的迭代运算，将上述原代价函数从理论上近似为如下的新代价函数，即余弦函数形式，J(φ)＝Acos(4·φ+B)+C为确定新代价函数中余弦函数J(φ)的值最小时的φ值，仅需确定上式中的三个参数A，B和C的值，在原代价函数曲线上取三个点即可确定A，B和C的值，通过新代价函数得到该余弦函数取最小值时的φ值，即为该OFDM符号粗略的CPE相位估计值；(7)然后用面向判决的相位均衡算法DDPE去计算残余的CPE值；(8)对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿。...
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：任宏亮，卢瑾，薛林林，覃亚丽，
申请(专利权)人：浙江工业大学，
类型：发明
国别省市：浙江;33
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