一种感应电机控制系统的方波畸变补偿方法，涉及感应电机控制系统技术领域，采集电机两相电流，求取励磁电流分量iM和转矩电流分量iT，用目标电压分量UM和UT产生三路互补的驱动信号、驱动逆变器驱动电机运转；求得电源角频率ω，对ω积分得转子磁链矢量位置，用iM和iT求得低通滤波器增益系数αM和αT，对iM和iT滤波；、滤波后iM和重建三相电流；求取VSI实际输出的占空比、占空比误差Tcomp/TPWM，计算出三相误差电压，将其叠加到目标输出电压中，完成了前馈补偿。补偿装置包括微控制器、电压采集装置、比较器、D/A转换电路、电流传感器、编码器、信号传递环节和电压源型逆变器(VSI)。本发明专利技术改善了滤波后相位滞后现象，电流极性判断精准，系统方波畸变补偿效果佳。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术设及感应电机控制系统
，详细讲是一种对边沿斜率崎变引起的难 W量化的误差电压进行补偿，改善了滤波后相位滞后现象，电流极性判断精准，系统方波崎 变补偿效果佳，交流感应电机控制系统的整体性能好的感应电机控制系统的方波崎变补偿 方法及装置。
技术介绍
我们知道，在科技高速发展的今天，交流感应电机（ACIM)的控制理论日趋成熟， 但由于在建立控制算法的过程中对逆变器和信号调理环节的特性进行了理想化，因而往往 不能直接在实际系统中得到预期的效果。造成该种障碍的基础性问题是逆变器的方波输出 崎变，方波输出崎变问题是电压源型逆变器（VSI)的共性问题，其不但削弱了电机控制系 统性能，也限制了先进控制算法的优越性。 如图1所示，为了防止上、下桥同时开通，需要在理想PWM信号中加入死区时间；为 了保证VSI中并联的多个开关器件可W被安全、可靠地驱动，往往需要加入信号放大器件、 信号隔离器件等。图中电平转换、隔离、高低端驱动、推挽等电路环节构成了PWM方波信号 的传递环节。该些类似的方波信号调理环节都不可避免地使VSI输出的方波产生崎变，PWM 方波崎变的形式主要有四种：幅值崎变、相位崎变、占空比崎变、边沿斜率崎变。 造成PWM方波崎变的主要因素有： (1)在PWM信号中加入死区时间； (2)传递环节开启/关断延迟； (3)传递环节开启/关断特性不一致；[000引 （4)电压源型逆变器的开启/关断延迟； (5)电压源型逆变器的开启/关断特性不一致； (6)电压源型逆变器的正向导通压降和二极管压降； (7)功率开关器件的寄生电容。 上述该些因素与PWM方波崎变的因果关系如图2。 如图3所示，由于在理想PWM信号中加入死区时间，波形由理想的互补方波PWM#i 变为PWM#2;PWM信号经过方波信号调理环节后输入给VSI，输出波形为PWM，该个信号直 接驱动VSI的开关器件。 Uideal在图中作为参考波形，由产生，它的作用效果等同于算法中的目标相电 压护。rtuai是VSI输出端的实际波形。与PWM#3波形相比，由于开关器件的开启/关断延 迟，UAttual产生了占空比的变化。同时，uAttual的幅值也受到正向导通压降UsAT和二极管压降 Ud的影响。AU表示理想输出电压Uidsal与实际输出电压UA"ual之间的差值。利用图3就可 W对幅值崎变、相位崎变、占空比崎变的影响进行量化。 相位崎变对系统几乎没有影响，幅值崎变和占空比崎变则使实际输出的相电压与 理想相电压之间出现难W忽略的误差，该电压误差使控制系统关键指标下降，降低整体性 能。由幅值崎变和占空比崎变造成的电压误差比较容易进行量化，利用PWM的平均值原理 就可W计算出每个周期造成的误差电压大小。 对图3的方波崎变过程进行详细分析后，可W推导出U相的误差电压表达式（V相 和W相形式相同）： A11尸U町i?S即（iu) +11日血（a)[001引其中，【主权项】1. 一种感应电机控制系统的方波畸变补偿方法，其特征在于包括如下步骤： a、 采集交流感应电机任意两相电流，将电流量数字化后依次经过CLARKE (AB/α β )、 PARK(a β /MT)坐标变化，得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量iM和转矩电流分量i τ; b、 将目标励磁电流4和目标转矩电流$与步骤a得到的励磁电流分量iM和转矩电流 分量iT求差，将求得的差值通过PID控制器调节、输出目标电压分量U M和U τ; c、 将Us^PUt经反PARK (ΜΤ/α β)变换后经空间矢量脉宽调制（SVPWM)得到三路驱动 信号； d、 使用步骤c得到的三路驱动信号经过PWM生成模块产生三路互补的驱动信号； e、 使用步骤d得到的三路互补的驱动信号经传递环节后驱动电压源型逆变器（VSI)， 电压源型逆变器驱动电机运转； f、 采集交流感应电机的转速信号励磁电流分量iM和转矩电流分量i τ，利用公式，ω = ω%+ωρ求得电源角频率ω，对ω积分即可求得转子磁链矢量位置沒， Wr 式中ω %、L分别为转差频率、转子绕组电阻、转子绕组的自感； g、 采集1"和i τ，求得单位时间1"和i τ的变化量的绝对值与设定的变化率绝对值阈值 作为变化率自适应控制器的输入，分别输出可调的滤波器增益系数α Μ和α τ; h、 采用步骤g得到的ajP α τ作为低通滤波器的增益系数，分别对励磁电流分量iM和 转矩电流分量iT滤波； i、 利用当前转子磁链矢量位置、滤波后的励磁电流分量iM和转矩电流分量i τ经过 反PARK (MT/ α β )、反CLARKE ( α β /AB)坐标变化，重建三相电流； j、 将系统直流母线电压固定比例分压得到实时参考电压Ultef; k、 采集交流感应电机U、V、W三相电压，固定比例分压得三相电压的比较电压U1、V1、W 1， 将实时参考电压分别与三相电压的比较电压Un Vl、W1通过比较器进行比较，输出边沿跳变 信号 Uedge、Vedge、Wedge ; l、 将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedg e输入MCU的边沿捕捉模块，得U、V、W三相各自 边沿信号的相邻上升沿与下降沿的时间差ta、t b、t。，ta、tb、t。分别与理想PWM的周期值T PWM 做除法（ta、tb、?ε)/Τ_得到VSI实际输出的占空比； m、 根据重建的三相电流判断当前电流的极性；将MCU理想PWM占空比减去根据反馈 信号捕捉模块得到的VSI实际输出的占空比，得到占空比误差T ramp/TPM;根据式（a) AUu =Upi4 · sgn Qu)+Usub，计算出三相误差电压，即需要补偿的电压大小，该补偿电压通过 CLARKE(AB/a β)坐标变换从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，叠加到目标输出电 压的两相静止坐标系下的分量中，这就完成了前馈补偿。2. 根据权利要求1所述的感应电机控制系统的方波畸变补偿方法，其特征在于第g步 所述的变化率自适应控制器是PID控制器。3. -种感应电机控制系统的方波畸变补偿装置，其特征在于包括微控制器、电压采集 装置、比较器、D/Α转换电路、电流传感器、编码器、信号传递环节和电压源型逆变器（VSI); 电压采集装置包括四路分压电路，其中三路分压电路的输入端分别与交流感应电机的三相 电源接线相连、输出端分别与三个比较器的反相输入端相连，一路分压电路的输入端与电 压源型逆变器的直流母线相连、输出端与三个比较器的同相输入端相连，三个比较器的输 出端分别与微控制器的三个捕捉输入引脚相连，电流传感器的输入端与交流感应电机的三 相电源接线的任意两根相连，电流传感器的输出端分别与微控制器的两个模拟量输入引脚 相连，编码器输入端与交流感应电机输出轴相连，编码器输出端与微控制器的两个编码器 输入引脚相连；微控制器的PWM输出引脚分别与信号传递环节的输入端相连，信号传递环 节的输出端分别与电压源型逆变器的控制极相连；电压源型逆变器的三路输出端与交流感 应电机的三相电源接线相连。【专利摘要】一种感应电机控制系统的方波畸变补偿方法，涉及感应电机控制系统
，采集电机两相电流，求取励磁电流分量iM和转矩电流本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种感应电机控制系统的方波畸变补偿方法，其特征在于包括如下步骤：a、采集交流感应电机任意两相电流，将电流量数字化后依次经过CLARKE(AB/αβ)、PARK(αβ/MT)坐标变化，得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量iM和转矩电流分量iT；b、将目标励磁电流和目标转矩电流与步骤a得到的励磁电流分量iM和转矩电流分量iT求差，将求得的差值通过PID控制器调节、输出目标电压分量UM和UT；c、将UM和UT经反PARK(MT/αβ)变换后经空间矢量脉宽调制(SVPWM)得到三路驱动信号；d、使用步骤c得到的三路驱动信号经过PWM生成模块产生三路互补的驱动信号；e、使用步骤d得到的三路互补的驱动信号经传递环节后驱动电压源型逆变器(VSI)，电压源型逆变器驱动电机运转；f、采集交流感应电机的转速信号ωr、励磁电流分量iM和转矩电流分量iT，利用公式ω＝ωse+ωr，求得电源角频率ω，对ω积分即可求得转子磁链矢量位置式中ωse、Rr、Lr分别为转差频率、转子绕组电阻、转子绕组的自感；g、采集iM和iT，求得单位时间iM和iT的变化量的绝对值与设定的变化率绝对值阈值作为变化率自适应控制器的输入，分别输出可调的滤波器增益系数αM和αT；h、采用步骤g得到的αM和αT作为低通滤波器的增益系数，分别对励磁电流分量iM和转矩电流分量iT滤波；i、利用当前转子磁链矢量位置滤波后的励磁电流分量iM和转矩电流分量iT经过反PARK(MT/αβ)、反CLARKE(αβ/AB)坐标变化，重建三相电流；j、将系统直流母线电压固定比例分压得到实时参考电压URef；k、采集交流感应电机U、V、W三相电压，固定比例分压得三相电压的比较电压U1、V1、W1，将实时参考电压分别与三相电压的比较电压U1、V1、W1通过比较器进行比较，输出边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge；l、将边沿跳变信号Uedge、Vedge、Wedge输入MCU的边沿捕捉模块，得U、V、W三相各自边沿信号的相邻上升沿与下降沿的时间差ta、tb、tc，ta、tb、tc分别与理想PWM的周期值TPWM做除法(ta、tb、tc)/TPWM,得到VSI实际输出的占空比；m、根据重建的三相电流判断当前电流的极性；将MCU理想PWM占空比减去根据反馈信号捕捉模块得到的VSI实际输出的占空比，得到占空比误差Tcomp/TPWM；根据式(a)ΔUU＝Upri·sgn(iU)+Usub，计算出三相误差电压，即需要补偿的电压大小，该补偿电压通过CLARKE(AB/αβ)坐标变换从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，叠加到目标输出电压的两相静止坐标系下的分量中，这就完成了前馈补偿。...
【技术特征摘要】
【专利技术属性】
技术研发人员：王明玉，金泉，廖江敏，吴晓壮，林日升，
申请(专利权)人：威海人合机电股份有限公司，
类型：发明
国别省市：山东;37
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