δ-σ调制器与信号处理系统技术方案

此处，公开了一种δ-σ调制器，其包含：多个积分器，将它们配置为级联地连接于模拟信号的输入端；计量器，将其配置为能够对来自所述多个积分器中的末级积分器的输出信号进行量化，以输出数字信号；一条零-阶反馈路径，将其配置为能够补偿计量器输出中的内部回路延迟；以及电压输出型数字-模拟转换器，将其配置为定位在零-阶反馈路径上，并且能够把来自计量器的输出数字信号转换为模拟信号，其中，按电容，把电压输出型数字-模拟转换器连接于末级积分器，并且根据所提交的校准代码切换输出幅度。

【技术实现步骤摘要】

一般地讲，本公开专利涉及一种用于无线通信的接收器，具体地讲，本公开专利涉及一种适用于音频设备和医学测量仪器的连续时间s-σ调制器与信号处理系统。
技术介绍
图I描述了 δ - σ调制器的基本结构。图I中的δ -ο调制器I由过滤器FLT、计量器Quan、以及数字-模拟转换器DACl构成。δ - σ调制器I构成包括数字-模拟(DA)转换器DACl和过滤器FLT的反馈调制器，其中，过滤器FLT用于过滤信号频带(即，低于计量器的取样频率的频带频率)中的计量器Quan所生成的量化噪音，以提高信噪比(SNR)。如果过滤器FLT为连续时间型，则调制器用作连续时间δ -σ调制器；如果过滤器FLT为离散时间型，则调制器用作离散时间δ-σ调制器。把过滤器FLT设计为在信号频带中具有高增益，以稳定地平衡量化噪音衰减。图2描述了具有一条零-阶反馈路径的δ-σ调制器的典型结构。在连续时间δ-σ调制器中，把计量器Quan和数字-模拟转换器DACl所导致的反馈信号中的延迟称为过回路延迟(ELD)。如果出现过回路延迟，则这一延迟可能会明显降低δ-σ调制器的稳定性。为了避免不稳定性，通常添加一条包括数字-模拟转换器DACO和权重k0的反馈路径PathO，如图2中所示。这一技术用于补偿因回路延迟(ELD)所产生的信号延迟，并且用于增强稳定性。图3和4为结构图，描述了通常连续时间第三阶δ-σ调制器的典型结构。把图3中的δ-σ调制器IB称为反馈调制器，把图4中的δ-σ调制器IC称为前馈调制器。每一个调制器配有一条零-阶反馈路径PathO。应该加以注意的是，在把加法器定位在积分器的上行位置(例如，图3中的加法器ADDl和积分器INT1)的情况下，当制作于电路中时，通常把所述两者作为整体部件加以形成。另一方面，在一个或多个加法器的下行位置紧跟计量器(例如，在图3中的加法器ADDQ的下行位置紧跟计量器Quan的或者在图4中的加法器ADDl和ADDQ的下行位置紧跟计量器Quan)的情况下，难以整体地形成这些部件。如果使用诸如图5中所示的具有运算跨导放大器(OTA) I和电阻元件Rl、R2以及Radd的模拟加法器(ANLADD)实现调制器，则可能增大电路规模和能耗。因此，如果使用微分器DIFFl构造过滤器FLT2D，如图6中所示，则可以把图4中的加法器ADDl移至紧接末级积分器INT3的上行位置(即，末级积分器INT3的输入侧)，并且不会改变过滤器的特性。需要紧接计量器Quan上行位置的加法器ADDQ还提供零-阶反馈路径PathO。另夕卜，也可以使用微分器把这一加法器移至紧接末级积分器INT3的上行位置。图7和8描述了图3和6中所示的无定位在计量器上行位置的加法器的调制器的典型结构。图7描述了消除了计量器上行位置加法器的反馈型连续时间第三阶δ-σ调制器的典型结构。图8描述了也消除了计量器上行位置加法器的前馈型连续时间第三阶δ-σ调制器的典型结构。图9描述了如何实现构成图8中调制器的一部分的加法器ADD1、积分器ΙΝΤ3、微分器DIFFO与DIFFl、以及权重k0、kl、k2与k3。图9中的包括运算跨导放大器0ΤΑ、电阻元件Rk2与Rk3、以及电容器Ck(l、Ckl与Cint3的电路2，实现了包含加法器ADD1、积分器INT3、微分器DIFFO与DIFF1、以及权重k0、kl、 k2与k3的图8中的部分。在图9的电路2中，按相应于输入电压V2与V3的方式，使用流经电阻元件Rk2与Rk3的电流向积分电容器Cint3充电，从而实现了积分动作。与此同时，使用电容器Cktl与Ckl，而不是电阻器，实现图8中的微分器DIFFO与DIFFl。图8中的数字-模拟转换器DACO为线电压输出型。如果把δ-σ调制器作为多比特输出型、把数字-模拟转换器DACO作为输出LSB的并行DAC配置加以实现，则也并行地、按阵列形式排列图9中的电容器Ck(l。下列表达式给出了可施用于图9中的电路的输入/输出关系表达式V-=》· V1 +· V2 + · VDACout < I > ^mt 3S-^k2^mt3S-^k3^mt3^mt 3(I)从以上的表达式(I)可以看出，构成一条路径的微分器和积分器互相抵消，从而能够由电容比表示该路径的增益。由于芯片中一种类型的元件的差异(局部差异)通常小于芯片之间的差异(总体差异)，所以能够高精度地实现电容比所确定的增益。关于这一点，请读者参见W. Yang、ff. Schofield、H. Shibata、S. Korrapati>A-ShaiktuPiAbaskharouruD-Ribnei^YiA IOOmff IOMHz-Bff CT Δ Σ Modulator with 87dB DR and 91 DBc MD”，ISSCC Dig. Tech，论文，第 498 499 页，2008 年 2 月(以下，将其称为非专利文档I)。
技术实现思路
然而，上述表达式(I)的第二和第三项具有由所涉及的电阻和电容的乘积的倒数所决定的它们的积分路径的增益。假设将不同的元件加以组合，则芯片之间的增益差异十分明显。不仅图9中所示的部分如此，所有积分器也同样如此。积分器之间的增益的差异也会导致过滤器特性的明显变化。进而，更易导致δ-σ调制器的稳定性和量化噪音衰减特性的劣化。为了弥补芯片之间差异的不利影响，以及为了获得所希望的积分器增益，通常必须进行调整电阻和电容值的校准。由于芯片之间的差异基本类似于同一类型元件之间的差异，所以两者的调整倍增系数相同。于是，通常的做法是，向每一元件发送与用于实现调整的切换器设置相同的校准代码。就通过这样的校准调整电路的情况而言，可以进行多种选择。图10为相应于图8的结构图的电路图，该电路图描述了用于通过校准调整所有电容器的典型的结构。为了调整积分器INT的增益，可以调整它们的电阻值，也可以调整它们的电容值。通常是调整电容值，而不是电阻值。最好是调整电容值，其原因在于以下两个方面易于根据电阻值生成数字-模拟转换器IDACl的参照电流，而且使用切换器改变电阻值容易受到开关电阻或者它们的非线性特性的影响。在这样的情况下，会减小零-阶反馈路径的电容器CkO的电容值。因此，如果把电容值设置为随切换器加以改变，则切换器的寄生电容可能影响零-阶反馈路径的增益和频率特性，从而会降低S-σ调制器的稳定性。由于在多比特输出δ-σ调制器中并行地、按阵列排列电容器Cktl，如图9中所示，所以所述调制器中存在众多需要加以切换的元件。这可能会导致电路规模的增大。为了避免产生过大的电路，可以不校准零-阶反馈路径的电容器CkO。然而，就结果而言，这一设置也不能确保稳定性。出于这些原因，如果为稳定性留有大的容限，则通常需要在δ-σ调制器的低SNR和大电路规模或者高耗电流之间进行折衷。图11为描述了其中使用以上所引用的非专利文献I中所公开的校准机制仅调整末级积分器的电阻值的实例的电路图。图11中的电路为这样的电路其中，仅末级积分器调整了其电阻值，以避免以上参照图10所讨论的问题。在第三阶δ-σ调制器的情况下，例如，相应的电路可以为图12中所示的电路。在这一情况下，不需要切换零-阶反馈路径的电容器CkO，但会增大开关电阻的影本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
...

【专利技术属性】
技术研发人员：马上崇，
申请(专利权)人：索尼公司，
类型：发明
国别省市：