减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法和控制电路技术

本发明专利技术公开了一种减小变换器串联拓扑原端两电容电压差值的方法和控制电路。所述的方法用串联拓扑原端第一电容的电压控制原端第二电容的放电时间，用原端第二电容的电压控制原端第一电容的放电时间，实现两个原端电容电压平衡。本发明专利技术变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值较小、变换器工作稳定，可以应用到双管单端正激电路、单管单端正激电路、全桥电路、半桥电路的串联拓扑变换器中。

【技术实现步骤摘要】
减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法和控制电路本专利技术涉及开关电源，尤其涉及一种减小变换器串联拓扑原端两电容电压差值的方法和控制电路。正激变换电路，由于控制简单、无偏磁等特点，在开关电源领域内大量应用。但是由于受MOSFET耐压及导通电阻的限制，在输入电压为三相时，成本很高，且效率降低。为了解决这个问题，现有双正激串联拓扑的主电路和控制电路如附图说明图1和图2示。双正激串联拓扑包括两个正激变换电路，每个正激变换电路包括原边电路和副边电路，原边电路和副边电路通过变压器耦合，两个正激变换电路的原边电路串联，副边电路并联海个原边电路的输入端接有电容。但是，由于器件差异等原因，这一方法往往造成原端两个电容的电压不平衡，因而导致工作不正常及器件损坏。虽然有文献试图解决这一问题，但未能见到根本的改进措施。本专利技术要解决的技术问题是提供一种减小变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值的方法。本专利技术另一个要解决的技术问题是提供一种变换器串联拓扑原端两个电容的电压差值较小、变换器工作稳定的控制电路。为了解决上述技术问题，本专利技术采用的技术方案是，一种减小变换器串联拓扑原端电容电压差值的方法，用串联拓扑原端第一电容的电压控制原端第二电容的放电时间， 用原端第二电容的电压控制原端第一电容的放电时间，实现两个原端电容电压平衡。—种变换器串联拓扑控制电路，包括PWM控制器、锯齿波发生器、第一变换电路的驱动电路、第二变换电路的驱动电路，第一 V/I变换电路、第二 V/I变换电路、第一可控开关和第二可控开关，第一变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第一 PWM信号输出端，第二变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器第二 PWM信号输出端，第一 V/I变换电路包括第一变换电路原端电容电压的输入端，第二 V/I变换电路包括第二变换电路原端电容电压的输入端；第一可控开关的输入端接第一 V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第一 PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器；第二可控开关的输入端接第二 V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第二 PWM信号输出端、输出端接锯齿波发生器，锯齿波发生器接PWM控制器的锯齿波信号输入端。以上所述的变换器串联拓扑控制电路，所述PWM控制器是带有逐波限流功能的 PWM控制器。以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括第一二极管和第二二极管，第一二极管的阳极接第一可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器；第二二极管的阳极接第二可控开关的输出端，阴极接锯齿波发生器。4以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括第一二极管和第二二极管，第一 V/I 变换电路包括第一电阻，第一可控开关包括第一 NPN三极管和第一分压电路，第一分压电路包括串联的第一分压电阻和第二分压电阻；第一电阻的第一端接第一变换电路原端电容的正极，第一电阻的第二端接第一 NPN三极管的集电极；第一分压电路的一端接PWM控制器的第一 PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第一 NPN三极管的基极接第一分压电阻和第二分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极接锯齿波发生器；第二 V/I变换电路包括第二电阻，第二可控开关包括第二 NPN 三极管和第二分压电路，第二分压电路包括串联的第三分压电阻和第四分压电阻；第二电阻的第一端接第二变换电路原端电容的正极，第二电阻的第二端接第二 NPN三极管的集电极；第二分压电路的一端接PWM控制器的第二 PWM信号输出端，另一端接控制电路地；第二 NPN三极管的基极接第三分压电阻和第四分压电阻之间的连接点，发射极接控制电路地，集电极接第二二极管的阳极，第二二极管的阴极接锯齿波发生器。第一电阻电阻值是第二电阻电阻值的两倍，第一电阻第一端的输入的电压是第一变换电路原端电容电压与第二变换电路原端电容电压之和；第二电阻第一端的输入的电压是第二变换电路原端电容电压。以上所述的变换器串联拓扑控制电路，所述的PWM控制器是UC3846，所述的锯齿波发生器包括充电电容和放电电路，所述的放电电路包括运算放大器和第三分压电路，所述的第三分压电路包括串联的第五分压电阻和第六分压电阻，第三分压电路的一端接控制电路电源、另一端接第控制电路地；运算放大器的同相输入端接第五分压电阻和第六分压电阻之间的连接点，运算放大器的反相输入端接PWM控制器的同步脉冲信号输出端；充电电容的第一端接PWM控制器的电流检测比较器同相输入端，第二端接控制电路地；第一二极管的阴极、第二二极管的阴极和运算放大器的接充电电容的第一端。以上所述的变换器串联拓扑控制电路，包括稳压管，所述的稳压管与所述的充电电容并接。本专利技术变换器串联拓扑控制电路使变换器电路原端电容Cl、C2上电压趋于平衡， 变换器工作稳定，可以应用到双管单端正激电路、单管单端正激电路、全桥电路、半桥电路的串联拓扑变换器中。下面结合附图和具体实施方式对本专利技术作进一步详细的说明。图I(A)和⑶是现有技术双正激串联拓扑的主电路的原理图。图2是现有技术变换器串联拓扑控制电路原理框图。图3是本专利技术实施例1变换器串联拓扑控制电路原理框图。图4是本专利技术实施例2变换器串联拓扑控制电路原理图。图3所示的本专利技术实施例1的原理如下，变换器串联拓扑控制电路用来控制图1 中㈧和⑶所示的主电路。控制电路包括有逐波限流功能的PWM控制器、锯齿波发生器、 变换器第一变换电路的驱动电路、变换器第二变换电路的驱动电路，第一 V/I变换电路、第二 V/I变换电路、第一可控开关、第二可控开关、第一二极管和第二二极管。第一变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第一 PWM信号输出端DRIVEA，第二变换电路驱动电路的输入端接PWM控制器的第二 PWM信号输出端DRIVE B。第一 V/I变换电路的输入端接变换器第一变换电路原端电容的正极，第二 V/I变换电路的输入端接变换器第二变换电路原端电容的正极。第一可控开关的输入端接第一 V/I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第一PWM信号输出端DRIVE Α、输出端接第一二极管的阳极；第二可控开关的输入端接第二V/ I变换电路的输出端、控制端接PWM控制器的第二PWM信号输出端DRIVE B、输出端接第二二极管的阳极。第一二极管的阴极接和第二二极管的阴极分别接锯齿波发生器，锯齿波发生器的输出端接PWM控制器的锯齿波信号输入端。图3所示电路与图2所示电路的主要区别是常规做法图2中的PWM控制器为DRIVE A, DRIVE B提供相同的比较电压，即使得DRIVE A, DRIVE B的驱动脉宽一致。图3电路选用有逐波限流功能的PWM控制器，利用VC1，VC2的差别来改变锯齿波发生器的斜率。当PWM控制器的第一 PWM信号输出端DRIVE A (即上路)输出控制信号时， 可控开关1断开，由第二变换电路原端电容的电压VC2来控制锯齿波的斜率。当PWM控制器的第二 PWM信号输出端DRIVE B (即下路)输出控制信号时，控制开关2断开，由第一变换电路原端电容的电压VCl来控制锯齿波斜率。这样，如果变换电路原端电容的电压VCl >VC2，在PWM控制器的控制信号一致的条件下，PWM控制器输出控制信号DRIVE B的脉宽就比DRIVE A的脉宽小，本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：李慧英，段元兴，
申请(专利权)人：深圳市元正能源系统有限公司，
类型：发明
国别省市：