一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路制造技术

本实用新型专利技术涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流功能的一种控制电路。所述控制电路包括驱动电路单元及与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元；所述控制电路至少包括五个端口，分别为Ｖｃｃ、Ｇａｔｅ、Ｖｓｓ、Ｃｏｎ、Ｂｉａｓ。本实用新型专利技术控制电路简洁，功能多样，其既可以应用于开关电源初级侧箝位电路中驱动箝位用场效应管实现有源箝位功能，使主开关管电压应力减小，使变压器磁芯双向磁化能可靠复位，能减小箝位电路的损耗；又可以应用在开关电源次级侧整流电路中驱动场效应管实现同步整流，减少整流管的损耗，提高电源效率，达到节能要求。（*该技术在2019年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本技术涉及开关电源领域，具体是指用于驱动开关电源初级侧 箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整流 电路中的场效应管实现同步整流功能的一种控制电路。
技术介绍
目前在开关电源次级侧整流电路中可以采用电压驱动场效应管实现 同步整流，但电压驱动只能在变压器次级电压近似为方波且工作电流是 连续的情况下实现同步整流，如果次级电压不是近似方波形式或工作电 流不连续，则开关电源空载或轻载时损耗非常大、效率低、甚至输出不 正常，同步整流功能也不能实现。目前在开关电源初级侧缓冲箝位电路中， 一般分为RCD箝位、LCD箝 位、复位绕组箝位、有源箝位等方式，其中有源箝位方式可以减小箝位 电路损耗，减小开关管电压应力，变压器磁芯可以双向对称磁化，可以 为主开关创造零电压关断的条件。虽然有源箝位方式有很多优点，但需 要专用的集成电路来控制主开关管和箝位开关管，如果箝位开关管接在 高电位点，则箝位开关管需要用变压器来驱动或者用带自举驱动功能的 集成电路来驱动，增加了电路的复杂性和成本，而且在工作电流不连续 的情况下，是不能够用变压器的绕组电压来直接驱动箝位开关管的。现有技术中， 一般用于同步整流电路和有源箝位电路的控制电路只 能驱动N沟道场效应管，不能驱动P沟道场效应管。因此，有必要用新 的控制电路来解决以上问题。
技术实现思路
本技术需解决的技术问题是1、 当开关电源工作轻负载或空载且电流不连续的时候，控制电路要 能够消除在电流不连续区间的振铃波形，将变压器附加绕组的电压整形 用来驱动场效应管；2、 控制电路要能够利用变压器附加绕组的电压来驱动开关电源初级 侧箝位电路中的场效应管实现有源箝位功能或者驱动开关电源次级侧整 流电路中的场效应管实现同步整流功能，而不需要用专门的集成电路来 驱动；3、控制电路要能够驱动N沟道场效应管，又能够驱动P沟道场效应管。为解决上述技术问题本技术采取的技术方案是 提供一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路，用于驱动开关电 源初级侧箝位电路中的场效应管实现源箝位或者驱动开关电源次级侧整 流电路中的场效应管实现同步整流，所述控制电路包括驱动电路单元及 与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元。所述控制电路至少包括五个端口，分别为Vcc、 Gate、 Vss 、 Con、 Bias。所述驱动电路单元包括三极管Q1、 Q2和稳压二极管Z1、 Z2;三极管 Ql集电极与稳压二极管Zl阴极连接后作为控制电路的Vcc端口，三极管 Q2集电极与稳压二极管Z2阳极相连作为控制电路的Vss端口，三极管 Ql、 Q2发射极相连作为控制电路的Gate端口； Ql、 Q2基极与Zl阳极、 Z2阴极相连同时与低通滤波网络单元和偏置电路单元连接。所述低通滤波网络单元包括依次串联的电阻R1、 R2和电感L1，电阻 R2和电感Ll两端分别并联有电容Cl和电容C2，电感Ll另一端作为控 制电路的Con端口，电阻R1另一端与驱动电路单元连接。所述偏置电路单元包括串联的电容C3和电阻R3，电容C3另一端连 接驱动电路单元，电阻R3另一端作为控制电路的Bias端口 。相对于现有技术，本技术的有益效果在于所述控制电路用途 广泛，兼容性强；其既可以用于开关电源的次级整流电路中驱动场效应 管实现同步整流功能，又可以用于开关电源初级侧箝位电路中驱动箝位 场效应管实现有源箝位功能；既可以驱动N沟道场效应管，又可以驱动P 沟道场效应管，减少整流管的损耗，提高电源效率，达到节能要求；同 时所述控制电路电路简洁，所用元件少，成本低，易于实现。附图说明图1是本技术控制电路组成原理图2是本技术应用于驱动反激式电源次级N沟道场效应管实现同步 整流功能的连接原理图3是本技术应用于驱动反激式电源次级P沟道场效应管实现同步 整流功能的连接原理图；图4是本技术驱动正激式或者反激式电源初级侧箝位电路中的N沟 道场效应管实现有源箝位功能的一种电路连接图5是图2电路在轻负载DCM模式下辅助绕组Nlf的引脚4对引脚3之 间的电压波形；图6是图2电路在轻负载DCM模式下控制电路中的A点和Con端口之间 的波形图7是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率近似等于电源的 开关频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图8是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率高于电源的开关 频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图9是图2电路在轻负载DCM模式下LC网络的谐振频率低于电源的开关 频率时的控制电路中的Gate端口的输出波形图。具体实施方式为了便于本领域技术人员的理解，下面将结合具体实施例及附图对本实 用新型作进一步的详细描述。参见附图1是本技术控制电路组成原理图，图2为图1所示控制电路 应用于驱动反激式电源次级N沟道场效应管实现同步整流功能的连接原理 图。如图2，该应用中，所述反激式电源包括最基本的组成元件变压器Tll、 N沟道场效应管Qll、滤波电容Cll以及整流二极管Dll和本技术所述控 制电路Ill。变压器T11至少包括三个绕组，分别为初级主绕组Nlp、次级绕 组Nls、次级辅助绕组Nlf。其工作原理为当反激式电源工作在轻负载的DCM模式时，变压器Til 的次级绕组引脚2的电压由负变为正时，场效应管Qll的体内寄生二极管先 导通，此时，Til的辅助绕组Nlf的引脚4也由负变为正，辅助绕组Nlf的引 脚4对引脚3之间的电压波形如图9所示，正向电压使整流二极管Dll导通， 给控制电路Vcc端口及Bias端口提供正向电压，该电压经偏置电路单元的R3、 C3限流后，输入到驱动电路单元的三极管Q1、 Q2的基极，因Q1、 Q2的基极 和控制电路Con端口之间接有低通滤波网络单元，在滤波网络的A点和Con 端口之间接入了一个LC谐振网络，已知谐振频率&=1/(2" Xsqrt(LXC))， A点和Con端口之间的波形近似正弦波，波形如图10所示，谐振频率近似等于电源的开关频率，因电阻R1对LC网络的限流和电容C3的加速作用，Ql、 Q2的基极电压快速上后按正弦规律上升，当上升到稳压管Z2的稳压值Vz后， Ql、 Q2的基极电压被箝位在Vz值，经过一段时间后，基极电压开始按正弦规 律下降，当下降到辅助绕组Nlf的引脚4电压开始向负向变化的时刻，在R3、 C3作用下，快速下降到0，而辅助绕组Nlf的引脚4电压此时不会变化到0， 而是按正弦规律衰减振荡，因LC并联谐振网络固有谐振频率，A点和Con端 口之间电压要按正弦规律负向变化，因此，控制电路Bias端口的按正弦规律 衰减的振铃波不会出现在Q1、 Q2的基极，而是被LC网络滤除了，功能上等 效为谐振频率以上的高频波被滤除，而谐振频率以下的低频波将保留下来作 为驱动电路单元的输入信号，经控制电路驱动电路单元的Ql、 Q2缓冲后在 Gate端口输出电压去驱动场效应管Qll实现同步整流。LC网络中电感Ll和电容C2的参数要合适，使得LC网络的谐振频率小于 或等于电源的开关频率，当LC网络的谐振频率近似等于电源的开关频率时， 在控制电路的Gate端口输出的驱动波形如图11所示，当LC网络的谐振频率 高于电源的开关频率时，在控制电路的Gate端口本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种带有源箝位和同步整流功能的控制电路，用于驱动开关电源初级侧箝位电路中的场效应管实现源箝位或者驱动开关电源次级侧整流电路中的场效应管实现同步整流，所述控制电路包括驱动电路单元及与其连接的低通滤波网络单元和偏置电路单元，其特征在于：　 所述控制电路至少包括五个端口，分别为Ｖｃｃ、Ｇａｔｅ、Ｖｓｓ、Ｃｏｎ、Ｂｉａｓ：　所述驱动电路单元包括三极管Ｑ１、Ｑ２和稳压二极管Ｚ１、Ｚ２；三极管Ｑ１集电极与稳压二极管Ｚ１阴极连接后作为控制电路的Ｖｃｃ端口，三极管Ｑ２集电极与稳压二 极管Ｚ２阳极相连作为控制电路的Ｖｓｓ端口，三极管Ｑ１、Ｑ２发射极相连作为控制电路的Ｇａｔｅ端口；Ｑ１、Ｑ２基极与Ｚ１阳极、Ｚ２阴极相连同时与低通滤波网络单元和偏置电路单元连接；　所述低通滤波网络单元包括依次串联的电阻Ｒ１、Ｒ２和电感Ｌ １，电阻Ｒ２和电感Ｌ１两端分别并联有电容Ｃ１和电容Ｃ２，电感Ｌ１另一端作为控制电路的Ｃｏｎ端口，电阻Ｒ１另一端与驱动电路单元连接；　所述偏置电路单元包括串联的电容Ｃ３和电阻Ｒ３，电容Ｃ３另一端连接驱动电路单元，电阻Ｒ３另一端作为控制电 路的Ｂｉａｓ端口。...

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：洪光椅，
申请(专利权)人：天宝电子惠州有限公司，
类型：实用新型
国别省市：44[中国|广东]