本发明专利技术提供开关电源装置和开关电源控制电路，其能够在超轻负载时不使电力效率恶化地实现稳定的同步整流功能。基准时间信号生成电路４５１、４５２分别生成成为轻负载状态和超轻负载状态的边界的基准的第一基准时间信号Ｔｓｒｓ＿１，和成为判断是否是不使ＭＯＳＦＥＴＱｓ接通的超轻负载状态的基准的第二基准时间信号Ｔｓｒｓ＿２。在最大导通宽度控制电路４４１、４４２中生成最大导通宽度信号Ｔｍｏｔ＿１、Ｔｍｏｔ＿２。当内置二极管Ｄｓ的导通定时的延迟时间（Ｔｄｉｆ）变得比Ｔｓｒｓ＿１的时间宽度长时，判定负载ＬＤ为超轻负载状态。如果Ｔｄｉｆ比Ｔｓｒｓ＿２的时间宽度短，则对Ｑｓ输出同步驱动信号Ｖｇｓ，利用Ｔｍｏｔ＿２限制其最大导通宽度，由此能够不一律地停止Ｑｓ的同步整流地防止二次侧电流的逆流。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及设置有一种串联谐振电路的开关电源装置和开关电源控制电路，其中，该串联谐振电路具有电流谐振电感器(inductor)和电流谐振电容器，本专利技术特别涉及解决超轻负载时电力效率降低的开关电源装置和开关电源控制电路。
技术介绍
作为现有的开关电源装置，已知具备图18所示那样的电流谐振型变换器(converter)的开关电源装置。在该电流谐振型变换器中，对具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路施加输入直流电压Vi，使由MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor :金属氧化物半导体场效应管)等构成的2个主开关元件Qa、Qb导通、断开而控制流过电力变换用的变压器T的第一绕组L1的一次侧电流的路径，由此使得正弦波状的电流流过变压器T的第一绕组LI。此外，在变压器T的第二绕组L2、第三绕组L3(令L1 : L2 : L3的绕组比为n : 1 : 1)上，分别连接有对感应的二次电流Isl、Is2进行整流的整流二极管Dl、 D2，和使输向负载LD的输出电压V。平滑的输出电容器C。。进而，输向负载LD的输出电压V。通过误差放大器1和VCO(电压控制振荡电路)2被反馈到用于使主开关元件Qa、Qb导通断开的驱动电路3，控制流过变压器T的第一绕组Ll的电流和电压，将输出电压V。控制为固定电压。此外，VC0 2按照下述方式发挥作用当判断由于误差放大器1的输出而使得输出电压V。比设定电压高、或是轻负载时，提高其输出频率，当判断输出电压V。比设定电压低、或是重负载时，降低其输出频率。 然而，在将这样的开关电源装置用作低电压、大电流的电源的情况下，在设置于变压器T的二次侧的整流二极管D1、D2中流过二次电流Isl、Is2。此时，会因整流二极管D1、D2的顺方向电压降VF而产生较大的电力损失VpXI。。该1。表示二次电流Isl、Is2的电流值中的任一个。 于是，在图19所示的电流谐振型变换器中，代替该整流二极管D1、D2，分别连接导通电阻较低的M0SFET Qsl、Qs2作为同步整流用的开关元件进行同步整流，使用这样降低电力损失的他励(s印aratelyexcited)驱动方式的电流谐振电路。图19的M0SFET Qsl、Qs2，通过驱动电路3分别与使一次侧的主开关元件Qa、 Qb导通断开(on off)的动作频率fop同步地被进行导通断开控制，二次电流Isl、 Is2交替地蓄积在电容器C。中。 此处，对将图18中的二次侧的整流二极管Dl、 D2替换为导通电阻较低的M0SFETQsl、Qs2的、图19的电流谐振型变换器中的他励驱动同步整流进行考察。 同步整流方式中存在自励驱动方式和他励驱动方式。关于他励驱动方式，因为用逻辑电路输出驱动信号，所以在电源ic中内置逻辑电路时，对于电源制造商而言能够容易地实现同步整流功能。从而，各IC制造商提出了各种他励驱动方式(参照后述的专利文献1 5)。 然而，这样的现有的开关电源装置构成为使主开关元件Qa、Qb进行开关动作，通过电压变换用的变压器T得到任意的直流输出，因此，由于与二次侧连接的负载LD的大小等，蓄积在输出电容器C。中的电荷被放电而产生向变压器T 一侧逆流的电流(逆电流)，逆流区域中的电力损失成为问题。 如果单纯考虑他励驱动同步整流，则认为只要MOSFET Qsl、Qs2的同步驱动信号与对主开关元件Qa、 Qb进行开关控制的栅极信号同步即可。但是实际上，如果不在各动作模式下分别检测出逆流区域并变换为与各自同步的驱动信号，则输出电容器C。中蓄积的电荷被放电而产生向变压器T 一侧逆流的电流(逆电流)，于是效率降低，进而由于在一次侧电流逆流而可能发生电路破坏。 在图19的电流谐振型变换器中，将图18的电流谐振型变换器的变压器T分为励磁电感成分Lm和理想变压器Ti进行图示，易理解地表示其动作原理。此处，在说明上述的逆流区域的电力损失之前，先说明电流谐振型变换器的动作原理。 此处所示的电流谐振型变换器，如以下的式(1)、式(2)所示，定义两种基本的电流谐振频率frl和fr2。此处，令Lr、Lm和Cr分别为谐振电感器Lr的电感、变压器T的励磁电感成分和谐振电容器Cr的电容。<formula>formula see original document page 6</formula> 在图19的开关电源装置中，在负载LD有电力的供给的情况下，变压器T的励磁电感成分Lm的电压根据输出电压V。被固定为n X (V。+VF)，励磁电感成分Lm不参与电流谐振，通过在以谐振电容器Cr和谐振电感器Lr决定的第一谐振频率frl (参照上述(1)式)进行动作，向二次侧电路供给电力。在此情况下，流过励磁电感成分Lm的电流Im和谐振电流Ir的禾P，作为流向谐振电容器Cr的充放电电流而流过。此时，关于主开关元件Qa、Qb的动作频率fop，利用VC02进行控制以使输出电压V。稳定。 第二谐振频率fr2 (参照上述(2)式)是未向与变压器T的二次侧连接的负载LD供给电力的情况下的谐振频率，因为理想变压器Ti不作为变压器工作，变压器T的励磁电感成分Lm的电压不会被固定，所以主要通过谐振电容器Cr的电容Cr、谐振电感器Lr的谐振电感Lr和励磁电感成份Lm进行谐振动作。 关于电流谐振型变换器的具体的谐振动作，根据其动作频率fop和第一谐振频率frl(以下简称为谐振频率)的关系、以及与变压器T的二次侧连接的负载LD的大小，如图20所示那样，分为6个动作模式(Model Mode6)考虑。 SP，在图20中，Model Mode3是动作频率fop比谐振频率frl低的情况，Mode4 Mode6是动作频率fop与谐振频率frl相等或比其高的情况。此外，相对于开关电源装置的额定负载(最大负载)，如果连接的负载LD的大小为50X以上则为重负载状态(HL:HeavyLoad)，如果为50 20X则为轻负载状态(LL :Light Load)，如果为20%以下则为超轻负载状态(VLL :Very Light Load)。 以下，利用图21 图26，对在各动作模式时通过变压器T被感应的二次侧的电流波形进行说明。 此处，各动作模式下的逆流区域，由电流谐振型变换器的动作频率fop和谐振频 率frl的关系、以及负载LD决定，其中，动作频率fop根据电路参数和负载状态而变化，而 谐振频率frl由谐振电容器Cr和谐振电感器Lr的大小决定。从而，虽然使图19所示那样 的同步驱动信号Vgsl、Vgs2与主开关元件Qa、Qb的功率开关信号完全同步的同步整流是简 单的方法，但在此情况下，下述的5个逆流区域成为问题，需要用于消除该问题的方法。 S卩，分别利用栅极信号Vga、 Vgb使2个主开关元件Qa、 Qb导通断开而供给二次电 流Isl、 Is2的开关电源装置，在图21所示的第一动作模式(Model)下，在开关动作的各半 周期(Top/2)后半的时序(timing)中，如果不可靠地分别断开同步整流用的M0SFET Qsl、 Qs2，则不能够阻止二次电流Isl、 Is2的逆流。这是因为，由于第一动作模式下的动作频率 fop和谐振频率frl为fop本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种开关电源装置，其向串联谐振电路施加输入直流电压，通过变压器产生规定的输出电压，向负载供给电力，该开关电源装置的特征在于，包括：具有电流谐振电感器和电流谐振电容器的串联谐振电路；交替地进行导通断开而切换所述串联谐振电路的电流路径的多个主开关元件；通过在一次侧对所述主开关元件进行导通断开控制而从所述串联谐振电路向二次侧感应电流的变压器；并联连接有内置二极管，分别与所述多个主开关元件的任一个对应地进行导通断开而对所述变压器的二次电流进行整流的多个同步整流用开关元件；以及同步控制电路，其与对应于所述同步整流用开关元件的所述主开关元件的导通定时、或根据所述同步整流用开关元件的端子间电压信号被检测的所述内置二极管的导通定时的任一较迟的定时同步地使所述同步整流用开关元件接通，并且根据从所述主开关元件的导通定时起的所述内置二极管的导通定时的延迟时间决定所述同步整流用开关元件的最大导通宽度，该开关电源装置与对应于所述同步整流用开关元件的所述主开关元件的导通定时同步地指示对于所述同步整流用开关元件的最大导通宽度的开始定时。
【技术特征摘要】
...
【专利技术属性】
技术研发人员：陈建，园部孝二，
申请(专利权)人：富士电机系统株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]
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