开关变换器的整流器的控制装置制造方法及图纸

用于开关变换器的整流器的控制装置；变换器通过输入电压供电，并且适合提供输出电流（Ｉｏｕｔ）。整流器（Ｔ１，Ｔ２）适合对变换器的所述输出电流进行整流，并且包括至少一个晶体管（Ｔ１）；控制装置（１００，２００，３００）适合驱动所述至少一个晶体管。控制装置包括：第一部件（１００），适合识别每个变换器开关半周期的开始和结束以及测量其长度；第二部件（２００），适合生成用于在给定数量（ｎ）的测量变换器开关半周期之后并且当变换器的输出电流（Ｉｏｕｔ）变成大于参考电流（Ｉｒｅｆ）时导通所述晶体管的信号（ＥＮ－ＳＲ）。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及开关变换器、具体为谐振变换器的整流器的控制装置。
技术介绍
谐振变换器是强迫开关变换器的大类，其特征在于存在主动参与确定输入输出功 率流的谐振电路。在这类变换器中，通过DC电压供电的、由电源开关桥或半桥(通常为功 率M0SFET)组成的电路生成方波电压，将该方波电压施加到调谐为所述方波的基本频率的 谐振电路。这样，由于其选择性特性，谐振电路主要响应这个基本分量以及在可忽略程度上 响应高阶谐波。由此可见，可通过改变方波的频率、同时使占空比常数保持在50%来调制循 环功率(circulating power)，并且根据谐振电路的配置，与功率流关联的电流和/或电压 将具有作为正弦或分段正弦的模式。这些电压和/或电流经过整流和滤波，以便向负载供 应DC电力。在干线网络应用中，因为依靠安全规程，向负载供应电力的整流器-滤波器系 统通过变压器耦合到谐振电路，变压器提供上述规程下所需的源与负载之间的隔离。如同 在所有隔离网络变换器中那样，在这种情况下，通常也区分连接到输入源的初级侧(即，与 变压器的初级绕组相关)和经由整流器-滤波器系统向负载供应电力的次级侧(即，与变 压器的次级绕组相关)。 目前，最广泛使用的谐振变换器之一是LLC谐振变换器，特别是半桥形式的。这个 名称源自谐振电路采用两个电感器和一个电容器的事实。半桥形式的原理示意图如图l所 示，其中由输入电压Vin供电并且由装置1驱动的两个晶体管M1、M2的半桥向包括电容器 C、电感Ls和电感Lp的串联(series)供电，其中变压器10与电感Lp并联。变压器具有次 级绕组，其中中心抽头连接到地GND，而次级绕组的端部连接到阴极连接在一起的整流器二 极管Dl和D2，以及连接到其上存在输出电压Vout的电容器Cl和电阻R的并联。 除了谐振变换器的典型优点(没有陡波前的波形、由于"软"开关引起的电源开关 的低开关损耗)之外，这种变换器具有优于采用仅具有两个无功元件的谐振电路的变换器 的显著优点。实际上，所述LLC变换器能够工作在相对于输入电压和输出电流的大范围的 操作条件，包括无负载条件、具有较小频率变化；它具有实现"软"开关操作的可能性，其中 所有电源开关处于相对于输入电压和输出电流的所有操作条件。实际上，对于初级侧的功 率M0SFET，具有零电压导通(ZVS-零电压开关)，因此具有零关联损耗，而对于次级侧的整 流器，具有零电流导通和关断(ZCS，零电流开关)，因此没有反向恢复和与其关联的现象。 初级侧功率MOSFET的关断开关损耗也相当低。此外，另一个优点是磁集成，即，将所有磁装 置(电感和变压器)组合在单个物理组件中的可能性。 由于这类性质，这些谐振变换器的特征在于高变换效率(> 95%是可易于实现 的)、工作在高频的能力、低EMI(电磁干扰)生成以及最后，高功率密度(它表示构建降低 体积的变换系统的可能性)。 在当前类型的变换器电路中，需要高变换效率和高功率密度，如同例如笔记本的 AC-DC适配器的情况那样。LLC谐振变换器当前是最佳地满足这类要求的变换器。 但是，可实现的最大效率受到变换器的次级侧的整流器的损耗限制，它占总损耗 的60%以上。 已知的是，为了显著降低与次级整流关联的损耗，可借助所谓的"同步整流"技术， 其中一个整流器二极管由具有适当的低导通电阻的功率MOSFET取代，使得其上的电压降 明显低于二极管上的电压降，并且通过在功能上与二极管等效的方式来驱动。这种技术广 泛用于传统变换器中，特别是逆向和正向变换器中，对其还存在市场销售的专用集成控制 电路。还存在将这种技术用于谐振变换器、特别是LLC变换器中的不断增长的迫切需要， 以便尽可能多地增强其效率。图2示出具有次级同步整流器的形式的图1的变换器；在这 种情况下，代替二极管Dl和D2，存在通过两个信号Gl和G2适当驱动并且连接在连接到地 GND的中心抽头次级绕组的两个部分的端子之间的两个晶体管Tl和T2，而Cl和R的并联 设置在次级绕组的中心抽头与地GND之间。从功能角度来看，与图1的示意图相比，不存在 差别。在当前技术发展水平，不存在特别专用于驱动LLC谐振变换器的同步整流器的市场 销售的集成控制电路。 为了驱动作为谐振变换器中的同步整流器的功率MOSFET Tl和T2，有时利用借助 于传统P丽控制变换器的方法，也就是说，基于其中同步整流器的驱动电压通过变压器的 辅助绕组来获得的"自驱动"方式以及其中驱动初级侧功率MOSFET栅极的相同信号用于驱 动次级侧的同步整流器的栅极的"初级驱动"方式。两种方法都存在主要缺点。在自驱动方 式的情况下，驱动电压没有确定快速开关(特别是在关断时是必需的)的陡波前，使得由于 延迟，在同步整流器中可观测到电流倒向。这些倒向通过充当虚负载，使输出电容器放电， 由此增加输出电压纹波，并且削弱中_低负载时的效率，它是在给定与消耗的降低有关的 最近法律的情况下具有几乎不容忽略的重要性的一个参数。另外，变压器和谐振电路中的 电流状况(current regime)发生改变，并且在某些条件下，可观测到ZVS的损耗，具有由于 功率M0SFET的结构固有的寄生双极晶体管的触发、范围从初级侧功率MOSFET中的功率耗 散的中等增加到其破坏的结果。在"初级驱动"方式的情况下，变换器正确地起作用，只要各 同步整流器中的电流的传导占用整个开关半周期(CCM，连续传导模式)。否则，也就是说， 如果对次级绕组的电流传导仅占用开关半周期的一小部分(DCM，不连续传导模式)，则变 换器不再正确工作。实质上，如果相同的信号用于初级侧MOSFET和同步整流器，则后者将 保持导通，即使电流在完成半周期之前下降到零，从而导致电流的倒向连同上述缺点。这构 成对变换器的操作能力的严重限制为了避免工作在DCM，不仅存在工作在窄操作范围内 的限制，而且还需要负载从不下降到低于某个最小值，因为像所有变换器那样，就在前面所 述的意义上，LLC谐振变换器也趋向于在低负载下工作在DCM中。近来，已经开发更精炼的 技术，目的在于改进这种特定拓扑结构中的次级同步整流器的驱动逻辑。在专利US7184280 和US7193866中描述了这些技术的示例。在两种情况下，初级侧功率MOSFET和同步整流器 的驱动信号由单个控制电路生成，这建立其相互关系。这类方法的基本缺点在于，驱动信号 的一个或另一个必须跨越初级与次级侧之间的隔离势垒，因此需要使用附加变压器。除此 之外，两种方法均没有考虑以下事实次级二极管上(因而在适当控制时也在同步整流器 中)的电流不仅在各开关半周期的最后部分而且还在初始部分可能为零。在US7184280中 或多或少考虑的最后方面是当输出电流很低时暂缓同步整流并且将次级整流功能委托给 用作同步整流器的功率MOSFET的体二极管或者与所述同步整流器反并联连接的肖特基二极管的合理性。实际上，对于低电流，与导通电阻上的传导关联的损耗的降低(与二极管上 的损耗相比)通过用于驱动同步整流器的功率的损耗来抵偿。
技术实现思路
鉴于现有技术发展水平，本专利技术的目的是提供一种用于开关变换器的整流器的控制装置，该控制装置使整流器能够以自主方式来驱动，即，没有与提供开关变换器的晶体管 的驱动信号的本文档来自技高网...

【技术保护点】
用于开关变换器的整流器的控制装置，所述变换器采用输入电压供电并且适合于提供输出电流（Ｉｏｕｔ），所述整流器（Ｔ１，Ｔ２）适合对所述变换器的所述输出电流（Ｉｏｕｔ）进行整流并且包括至少一个晶体管（Ｔ１），所述控制装置（１００，２００，３００）适合驱动所述至少一个晶体管，其特征在于包括适合检测所述变换器的各开关半周期的开始和结束以及适合测量其时长的第一部件（１００），适合在所述变换器的给定数量（ｎ）的测量开关半周期之后并且当所述变换器的所述输出电流（Ｉｏｕｔ）大于参考电流（Ｉｒｅｆ）时生成用于所述晶体管的导通的信号（ＥＮ－ＳＲ）的第二部件（２００）。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：C阿德拉格纳，S伊拉尔多，
申请(专利权)人：意法半导体股份有限公司，
类型：发明
国别省市：IT[意大利]