一种多倍频程功率放大器设计方法技术

本发明专利技术提供一种多倍频程功率放大器设计方法，考虑了输入非线性效应后，引入非线性因子γ，极大地拓展二次谐波阻抗空间，部分二次谐波阻抗空间甚至接近开路点，有效地缓解了匹配网络的设计难度。实施例表明，用此方法设计出来的功率放大器可以工作于多倍频程，同时保持了高效率、高增益和高输出功率的优点。高增益和高输出功率的优点。高增益和高输出功率的优点。

【技术实现步骤摘要】
一种多倍频程功率放大器设计方法


[0001]本专利技术属于通信
，具体涉及一种多倍频程功率放大器设计方法。

技术介绍

[0002]当前，越来越多的移动通信技术正在不断涌现。这些技术往往包含有不同的频带，例如4G包含1830～1860MHz、2110～2310MHz等频带，5G包含2515～2675MHz、3400～3600MHz等频带。如果为每个频带都单独设计功率放大器，这无疑会大大增加系统的成本和复杂性。研究可以覆盖多个频带的多倍频程功率放大器，将有助于降低系统成本和尺寸。

技术实现思路

[0003]对于多倍频程功率放大器来说，会出现基波与二次谐波阻抗空间相互重叠的问题。例如，多倍频程功率放大器的工作频带可表示为f0～t
·
f0，其中f0是工作频带的起始频点，t>2为实数。按照倍频程将工作频带划分为m个子带。第i个子带为i
·
f0～(i+1)
·
f0，它的二次谐波为2i
·
f0～2(i+1)
·
f0，将与第2i个子带2i
·
f0～(2i+1)
·
f0和第2i+1个子带(2i+1)
·
f0～(2i+2)
·
f0的基波重叠。这种重叠将会导致功率放大器现有工作模式面临带宽限制问题。本专利技术提供了一种新型的功率放大器工作模式，基于该工作模式的设计方法有效地拓展了负载阻抗空间，使功率放大器能工作于多倍频程，同时保持高效率。/>[0004]图1为考虑了输入非线性效应的功率放大器等效电路。在晶体管的栅极，存在着一个栅源电容C
gs
，该电容大小主要受栅源电压的影响。栅源电容C
gs
将引入输入非线性效应，从而影响栅极输入电压并进一步影响漏极电流。图1中，栅源电压V
gs
表示为
[0005][0006]其中，V
gso
、V1和V2分别表示栅极偏置电压、基波电压和二次谐波电压，α为导通角，θ为角频率。进一步，归一化栅源电压表示为
[0007][0008]其中，非线性因子γ＝V2/V1用于表征栅源电容C
gs
的输入非线性效应。由于V2与V1反相，则γ<0。当γ＝0时，意味着忽视输入非线性效应。令确定截止角β为
[0009][0010]漏极电流I
ds
表示为
[0011][0012]其中，I
r3
称为漏极电流I
ds
的三次谐波分量补偿系数，其表达式为
[0013][0014]对漏极电流I
ds
进行傅里叶级数展开，分别确定漏极电流的直流分量I
DC
、基波分量的实部I
1r
与虚部I
1i
、二次谐波分量的实部I
2r
与虚部I
2i
，三次谐波分量的实部I
3r
与虚部I
3i
如下：
[0015][0016][0017]I
1i
＝0(6c)
[0018][0019]I
2i
＝0(6c)
[0020]I
3r
＝0(6d)
[0021]I
3i
＝0(6e)
[0022]漏极电压V
ds
表示为
[0023][0024]上述表达式用漏极偏置电压V
DD
进行归一化。其中，δ表示电抗性因子，ξ表示阻性因子。对漏极电压V
ds
进行傅立叶级数展开，得到直流分量V
DC
、基波分量的实部V
1r
与虚部V
1i
、二次谐波分量的实部V
2r
与虚部V
2i
、三次谐波分量的实部V
3r
与虚部V
3i
分别为
[0025][0026][0027][0028][0029][0030][0031][0032]谐波阻抗Z
n
可通过下式计算得到
[0033][0034]其中，I
m
是最大漏极电流，V
DD
是漏极偏置电压。V
nr
与V
ni
分别表示漏极电压n次谐波分量的实部与虚部，I
nr
与I
ni
分别表示漏极电流n次谐波分量的实部与虚部。最终，得到基波阻抗Z1、二次谐波阻抗Z2以及三次谐波阻抗Z3分别表示为
[0035][0036][0037]Z3＝∞(10c)
[0038]其中，R
opt
＝2V
DD
/I
m
表示B类功率放大器最佳负载阻抗。
[0039]漏极效率DE由下式计算得到
[0040][0041]输出功率P
out
可以表示为
[0042][0043]图2显示了漏极效率DE与非线性因子γ和阻性因子ξ之间的变化关系。非线性因子γ和阻性因子ξ两者对漏极效率DE都有较大的影响。当非线性因子γ与阻性因子ξ的绝对值越大，漏极效率DE越小。图3显示了输出功率P
out
与非线性因子γ和阻性因子ξ之间的变化关系。阻性因子ξ越大，输出功率P
out
越小，而非线性因子γ对输出功率P
out
的影响相对较小。
[0044]当非线性因子γ＝0时，即不考虑输入非线性效应。在这种情况，如果要使漏极效率DE大于60％，取阻性因子ξ为0≤ξ≤0.7，最佳负载阻抗空间如图4所示。其中，Z1区域为基波阻抗空间，Z2区域为二次谐波阻抗空间。当考虑输入非线性效应时，取
‑
0.35≤γ≤0和0≤ξ≤0.5，最佳负载阻抗空间如图5所示。显然，通过引入非线性因子γ来考虑输入非线性效应，可以极大地拓展二次谐波阻抗空间，部分二次谐波阻抗空间甚至接近开路点。因此，有效地缓解了匹配网络的设计难度。
[0045]基于上述原理分析，本专利技术所述的多倍频程功率放大器设计方法如下：
[0046]步骤1：给定待设计多倍频程功率放大器的工作频段f0～t
·
f0和漏极效率DE。
[0047]步骤2：根据漏极效率DE与输入非线性因子γ及阻性因子ξ的关系图，确定非线性因子γ和阻性因子ξ取值范围。
[0048]步骤3：根据非线性因子γ和阻性因子ξ的取值范围，确定最佳负载阻抗空间。
[0049]步骤4：确定输出匹配网络拓扑结构；在优化结构参数的过程中，应保证f0～2
·
f0频段内的基波阻抗位于最佳负载阻抗空间中的Z1区域内；对于2
·
f0～t
·
f0频段来说，它本身是基波，同时又作为f0～(t/2)
·
f0的二次谐本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种多倍频程功率放大器设计方法，其特征在于：步骤1，给定待设计多倍频程功率放大器的工作频段f0～t
·
f0和漏极效率DE；步骤2，根据漏极效率DE与输入非线性因子γ及阻性因子ξ的关系图，确定非线性因子γ和阻性因子ξ取值范围；步骤3，根据非线性因子γ和阻性因子ξ的取值范围，确定最佳负载阻抗空间；步骤4，确定输出匹配网络拓扑结构；在优化结构参数的过程中，应保证f0～2
·
f0频段内的基波阻抗位于最佳负载阻抗空间中的Z1区域内；对于2
·
f0～t
·
f0频段来说，它本身是基波，同时又作为f0～(t/2)
·
f0的二次谐波，因此对应的阻抗应当位于Z1与Z2的重叠区域；对于t
·
f0～2t
·
f0频段，它是(t/2)
·
f0～t
·
f0的二次谐波，因此对应阻抗应当位于Z2区域内；步骤5，将设计好的输出匹配网络作为晶体管的负载进行源牵引，确定源端基波以及二次谐波阻抗；确保对应非线性因子γ值位于步骤2确定的γ取值范围内；步骤6，根据源端基波以及二次谐波阻抗，设计输入匹配网络。2.根据权利要求1所述的多倍频程功率放大器设计方法，漏极效率DE表示为其中，其中，其中，其中，其中，α为导通角，β为截止角，γ为非线性因子，ξ为阻性因子；输出功率P
out
表示为3.根据权利要求1所述的多倍频程功率放大器设计方法，基波阻抗Z1表示为其中，ξ为阻性因子，δ表示电抗性因子，R
opt
表示B类功率放大器最佳负载阻抗，I
1r
表示
漏极电流I
ds
的基波分量的实部；二次谐波阻抗Z2表示为其中，I
1r
表示漏极电流I
ds
的二次谐波分量的实部。4.根据权利要求1所述的多倍频程功率放大器设计方法，设计一款实施例，其特征在于：输入端(Source)、第一电容(C1)、第一微带线节(M1)、第二微带线节(M2)、第三微带线节(M3)、第四微带线节(M4)、第五微带线节(M5)和第六微带线节(M6)依次连接；第六微带线节(M6)的另一端同时连接第七微带线节(M7)的一端和第八微带线节(M8)的一端；第七微带线节(M7)的另一端连接第二电容(C2)的一端，第二电容(C2)的另一端接地；第八微带线节(M8)的另一端连接到场效应管(FET)的栅极；场效应管(FET)的源极接地，漏极连接第九微带线节(M9)的一端；第九微带线节(M9)的另一端连接第十微带线节(M10)的一端，第十微带线节(M10)的另一端同时连接第十一微带线节(M11)的一端和第十四微...

【专利技术属性】
技术研发人员：肖飞，于虎，何俊岭，杨汇锋，李晓松，远东辉，
申请(专利权)人：电子科技大学，
类型：发明
国别省市：