一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略制造技术

本发明专利技术涉及逆变器调制控制技术领域，且公开了一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略，包括由输入电压V1、输出电压V2、一次侧高频开关管S1～S4、二次侧整流二极管D1～D4和全桥逆变电路S5～S8组成的拓扑结构，拓扑结构内还设有谐振单元、隔离变压器T以及输出滤波电容C

【技术实现步骤摘要】
一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略


[0001]本专利技术涉及逆变器调制控制
，尤其涉及一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略。

技术介绍

[0002]高频伪直流母线逆变器采用双级结构，前级通常采用PWM变换器，包括反激变换器、Cuk转换器、正激变换器等结构，如图1所示，前级采用反激式变换器，可实现MPPT并产生馒头波；后级DCAC一般采用全桥电路，将馒头波翻转为正弦波。此逆变器只有前级DCDC工作在高频驱动下，后级DCAC工作在工频下，故其损耗较小，效率相对较高。但由于输出电容损耗的存在，影响了逆变器的效率。基于PWM变换器的高频伪直流母线逆变器存在以下缺点：
[0003](1)为了避免开关损耗，大多数PWM变换器工作在不连续导通模式(DCM)或临界导通模式(BCM)，产生高电流应力。
[0004](2)在DCM\BCM模式下，软开关的实现效果受输出相位和以及负载条件的影响。即在每个工频周期切换的间隔内，逆变器仍以硬切换方式运行，影响其在高开关频率下高效运行。
[0005](3)PWM变换器容易受到变压器漏感的影响，故需要一个缓冲器或有源箝位为变压器漏感电流续流，并实现变压器磁复位。
[0006]为此，我们提出一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略。

技术实现思路

[0007]本专利技术主要是解决上述现有技术所存在的技术问题，提供一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略。<br/>[0008]为了实现上述目的，本专利技术采用了如下技术方案，一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器，一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器，包括由输入电压V1、输出电压V2、一次侧高频开关管S1～S4、二次侧整流二极管D1～D4和全桥逆变电路S5～S8组成的拓扑结构，拓扑结构内还设有谐振单元、隔离变压器T以及输出滤波电容C
f
；
[0009]所述谐振单元由谐振电容C
r
、谐振电感L
r
以及变压器的励磁电感L
m
构成，隔离变压器T的匝数比为n：1，C
f
为输出滤波电容，其两端电压为整流正弦。
[0010]一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器的调制控制策略，
[0011]当变换器采用变频调制(VFM)控制时，称变换器工作在VF模式，控制输出滤波电容C
f
两端的电压恒定不变，其工作模态包括：模态1[t0，t1]、模态2[t1，t2]以及模态3[t2，t3]；
[0012]在低电压输出和轻负载时采用短脉冲密度调制(SPDM)当变换器采用短脉冲密度调制控制时，称变换器工作在SPD模式，主要分为以下几种工作模态：模态1[t
′0,t
′1]、模态2[t
′1,t
′2]、模态3[t
′2,t
′3]、模态4[t
′3,t
′4]和模态5[t
′4,t
′5]。
[0013]作为优选，模态1
[t0
，t1]中，谐振元件开始充电，并向负载供电，在t0时刻谐振电感电流I
Lr
等于励磁电流的峰值，其初始条件满足公式1所示，公式1具体为
[0014]由于I
Lr
的过零点接近t0时刻，认为t0时刻V
Cr
等于谐振电容电压的峰值，如公式2所示，公式2具体为假设正半周期的谐振电感平均电流I
Lr
与输入电流平均值相等，此工作模态下状态方程如公式3所示，公式3具体为式中谐振电感电流和谐振电容电压分别由公式4得出，公式4具体为谐振频率和特性阻抗由公式5得出，公式5具体为
[0015]模态2[t1，t2]中，该模态下变换器处于死区阶段，在t1时刻，开关管S1、S4关闭，电流流过寄生电容C
S
，其中开关管S2、S3的寄生电容C
S2
、C
S3
在死区结束前需完全放电，以便实现ZVS开通，可表示为公式6，公式6具体为i
off
(t2‑
t1)＝i
off
t
d
≥2C
S
V1，其中ioff为关断电流，t
d
为死区时间，当开关管S2、S3的寄生电容C
S2
、C
S3
完全放电后，电流流过开关管S2、S3的体二极管，漏极极电压为零；
[0016]模态3[t2，t3]：在上一模态结束时，开关管S2、S3的漏极极电压为零，在接通时可实现ZVS开通，在此模态下，输入电压源反向接入，谐振电感电流I
Lr
迅速降低至与励磁电流相等，此工作模态下状态方程如公式7所示，公式7具体为式中谐振电感电流和谐振电容电压分别由公式8得出，公式8具体为由于对
称性，逆变器的工作模态只分析了高频周期的正半部分。
[0017]作为优选，模态1[t
′0,t
′1]：在t
′0时刻前，上一个周期结束，谐振电感电流的初始值和谐振电容电压初始值均为零，在t
′0时刻，开关管S1和S4实现ZCS开通，谐振元件由输入端充电。
[0018]作为优选，模态2[t
′1,t
′2]：在t
′1时刻，开关管S1和S4关断，与模态2和模态3类似，开关管S2、S3的寄生电容C
S2
、C
S3
完全放电，电流流过开关管的体二极管，漏极极电压为零，开关管S2、S3实现ZVS开通，此时，输入电压源反向接入，谐振电感电流I
Lr
迅速降低，在t
′2时刻变为零，由于f
s
过高，忽略电磁电流的影响。
[0019]作为优选，模态3[t
′2,t
′3]：在t
′2时刻，输出电压为负，谐振电感电流I
Lr
反向流动，由于存在谐振电容电压，谐振电感电流的变化率高于模态4，但其时间间隔小于模态4。
[0020]作为优选，模态4[t
′3,t
′4]：在t
′3时刻，开关管S2、S3关断，谐振电感电流I
Lr
和谐振电容电压V
Cr
开始减小，所有开关管均已关闭，但仍有电流流过S1、S4的体二极管，在t
′4时刻，谐振元件的能量被完全释放。
[0021]作为优选，模态5[t
′4,t
′5]：在此模态，所有开关管关断，理想状态下，谐振电感电流I
Lr
和谐振电容电压V
Cr
均为零。
[0022]有益效果
[0023]本专利技术提供了一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器及其调制控制策略。具备以下有益效果：
[0024](1)、该一种基于串联谐振变换器的本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器，其特征在于：包括由输入电压V1、输出电压V2、一次侧高频开关管S1～S4、二次侧整流二极管D1～D4和全桥逆变电路S5～S8组成的拓扑结构，拓扑结构内还设有谐振单元、隔离变压器T以及输出滤波电容C
f
；所述谐振单元由谐振电容C
r
、谐振电感L
r
以及变压器的励磁电感L
m
构成，隔离变压器T的匝数比为n：1，C
f
为输出滤波电容，其两端电压为整流正弦。2.一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器的调制控制策略，其特征在于：当变换器采用变频调制(VFM)控制时，称变换器工作在VF模式，控制输出滤波电容C
f
两端的电压恒定不变，其工作模态包括：模态1[t0，t1]、模态2[t1，t2]以及模态3[t2，t3]；在低电压输出和轻负载时采用短脉冲密度调制(SPDM)当变换器采用短脉冲密度调制控制时，称变换器工作在SPD模式，主要分为以下几种工作模态：模态1[t
′0,t
′1]、模态2[t
′1,t
′2]、模态3[t
′2,t
′3]、模态4[t
′3,t
′4]和模态5[t
′4,t
′5]。3.根据权利要求2所述的一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器的调制控制策略，其特征在于：模态1[t0，t1]中，谐振元件开始充电，并向负载供电，在t0时刻谐振电感电流I
Lr
等于励磁电流的峰值，其初始条件满足公式1所示，公式1具体为由于I
Lr
的过零点接近t0时刻，认为t0时刻V
Cr
等于谐振电容电压的峰值，如公式2所示，公式2具体为假设正半周期的谐振电感平均电流I
Lr
与输入电流平均值相等，此工作模态下状态方程如公式3所示，公式3具体为式中谐振电感电流和谐振电容电压分别由公式4得出，公式4具体为谐振频率和特性阻抗由公式5得出，公式5具体为4.根据权利要求2所述的一种基于串联谐振变换器的高频伪直流母线逆变器的调制控制策略，其特征在于：模态2[t1，t2]中，该模态下变换器处于死区阶段，在t1时刻，开关管S1、S4关闭，电流流过寄生电容C
S
，其中开关管S2、S3的寄生电容C
S2
、C
S3
在死区结束前需完全放电，以便实现ZVS开通，可表示为公式6，公式6具体为i
off
(t2‑
t1)＝i
off
t
d
≥2C
S
V1，其中ioff为关断电流，t
d
为死区时间，当开关管S2、S3的寄生电...

【专利技术属性】
技术研发人员：史善哲，李倩，李士林，赵军愉，董韬，柴小亮，谢思哲，
申请(专利权)人：国网河北省电力有限公司国家电网有限公司，
类型：发明
国别省市：