一种带失真校正的全数字扩频方法及用该方法构建的免滤波数字PWM调制器技术

本发明专利技术公开了一种带失真校正的全数字扩频方法及用该方法构建的免滤波数字PWM调制器，属于免滤波数字D类音频功放技术领域；该方法先利用伪随机数生成器产生的随机数对扩频UPWM发生器输出信号的脉冲位置和PRF进行随机化，实现扩频目的；再通过在数字Sigma

【技术实现步骤摘要】
一种带失真校正的全数字扩频方法及用该方法构建的免滤波数字PWM调制器


[0001]本专利技术属于免滤波数字D类音频功放
，具体涉及一种带失真校正的全数字扩频方法及用该方法构建的免滤波数字PWM调制器。

技术介绍

[0002]数字D类音频功率放大器(功放)与传统A类、B类、AB类线性音频功放相比，拥有高电源效率、便与数字音源接口、易于系统集成的优点。其结构主要由数字脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)调制器、功率级和LC低通滤波器组成。由于LC低通滤波器通常占据整个功放系统70％左右的体积，且耗费30％左右的系统硬件成本，阻碍了数字D类功放的进一步普及。因此，无需LC低通滤波器的免滤波数字D类音频功放出现并逐渐成为研究热点。
[0003]免滤波数字D类音频功放的结构主要由免滤波数字PWM调制器和H桥式功率级组成；免滤波数字PWM调制器主要由插值滤波器、取反模块、两个相同的数字Sigma
‑
Delta调制器、两个相同的均匀采样脉冲宽度调制(Uniform
‑
Sampling Pulse Width Modulation，UPWM)发生器和两个反相器组成。对于免滤波数字D类音频功放系统，为了降低功放系统的工作频率以便于硬件实现，要求UPWM发生器输入信号的量化级数要少。由于未使用LC低通滤波器，免滤波数字D类音频功放输出信号在脉冲重复频率(Pulse Repetition Frequency，PRF)以及其倍频处有很高的能量，这些高频成分能量将导致功放在工作时产生严重的电磁干扰(Electro
‑
Magnetic Interference，EMI)。为了使免滤波数字D类音频功放满足FCC Class
‑
B等相关电磁兼容标准，需要在功放中引入扩频技术，将产生的三级UPWM信号的高频峰值能量扩展到其附近的频域以降低功放的EMI。
[0004]目前，已经公开发表的用于免滤波数字D类音频功放的扩频方法主要有：随机卷绕脉冲位置调制扩频法(Adrian V,Keer C,Gwee B H,et al.A randomized modulation scheme for filterless digital class D audio amplifiers[C].Proceedings of the 2014IEEE International Symposium on Circuits and Systems.IEEE,2014:774
‑
777.)、可变载波频率扩频法(KaracaT,AuerM.Digital pulse
‑
width modulator with spread
‑
spectrum emission reduction[J].e&i Elektrotechnik und Informationstechnik,2018,135(1):48
‑
53.)、三频率伪随机可变扩频法(Yu Z,Bai G,Zhang K,et al.Three
‑
frequency pseudo
‑
random varying spread spectrummethod for filterless digital class
‑
D audio amplifiers[J].Journal of Power Electronics,2020,20(5):1295
‑
1305.)等。其中随机卷绕脉冲位置调制扩频法通过使每个开关周期中UPWM信号脉冲的位置随机化，以达到降低功放输出信号的带外频谱峰值能量的目的。可变载波频率扩频法通过构造两个附加的计数器实现功放输出脉冲信号的PRF随机变化，以达到降低功放EMI的效果。这两种方法由于是让输出脉冲信号的一个参数随机变化来达到扩频效果，因此扩频性能有限，且都会对音频信号引入额外的基带失真。三频率伪随机可变扩频法通过让调制信
号的采样频率和载波频率在三个不同值之间同步地随机变化，同时引入改进的多项式插值牛顿
‑
拉夫逊(Polynomial Interpolation Newton
‑
Raphson，PI
‑
NR)算法实时对调制信号的幅值进行处理，以在实现扩频的同时，降低功放输出的谐波失真。该方法虽然能在降低免滤波数字D类音频功放输出信号的带外峰值能量的同时，降低UPWM引入的谐波失真，但是调制信号由于采用量化噪声整形技术而堆积在高频处的能量通过UPWM发生器反卷到音频带宽内造成的失真以及扩频引入的基带失真仍较大，从而造成功放的输出信噪失真比SNDR不高。
[0005]在免滤波数字D类音频功放中，由于UPWM技术是一种非线性的调制技术，数字调制信号在经过UPWM发生器时会产生基带失真。此外，在功放中引入扩频技术也会导致音频信号的基带失真。
[0006]因此，亟需设计一种免滤波数字D类音频功放的扩频方法，在降低EMI的同时，还能够校正UPWM和扩频引入的基带失真。

技术实现思路

[0007]本专利技术的目的是：克服现有技术中存在的问题，提供一种带失真校正的全数字扩频方法及用该方法构建的免滤波数字PWM调制器，由该方法构建的免滤波数字PWM调制器不仅能大幅降低功放输出信号的带外频谱峰值能量，还可以校正UPWM和扩频引入的基带失真，从而使功放在降低EMI的同时，拥有较好的信号保真度。
[0008]为实现上述目的，本专利技术采用了以下技术方案：一种带失真校正的全数字扩频方法，包括以下步骤：
[0009]S1、构造m级扩频UPWM发生器，该m级扩频UPWM发生器为m级非对称双边沿UPWM发生器，并由一个前边沿UPWM发生器和一个后边沿UPWM发生器组成；在时间间隔[kT,(k+1)T)内，根据非对称双边沿UPWM过程的可分解性，一个非对称双边沿UPWM信号被分解为一个前边沿UPWM信号和一个后边沿UPWM信号，并利用伪随机数生成器生成一个随机数r1，将r1作为前边沿UPWM发生器的级数，将(m
‑
r1)作为后边沿UPWM发生器的级数；
[0010]其中m≥4且m∈N
+
，N
+
表示正整数集；T＝1/f
s
，f
s
为该非对称双边沿UPWM发生器的输入信号采样频率；k∈N，N表示自然数集；0＜g≤r1≤h＜m，g为随机数r1的取值下限，h为随机数r1的取值上限，r1∈N
+
，g∈N
+
，h∈N
+
；
[0011]S2、为使上述构造的非对称双边沿UPWM发生器输入调制信号的幅值与对应生成的非对称双边沿UPWM信号的脉冲宽度成正比例关系，将输入调制信号的均匀采样点(kT，x(kT))分解为两个均匀采样点(kT，x
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【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种带失真校正的全数字扩频方法，其特征在于：包括以下步骤：S1、构造m级扩频UPWM发生器，该m级扩频UPWM发生器为m级非对称双边沿UPWM发生器，并由一个前边沿UPWM发生器和一个后边沿UPWM发生器组成；在时间间隔[kT,(k+1)T)内，根据非对称双边沿UPWM过程的可分解性，一个非对称双边沿UPWM信号被分解为一个前边沿UPWM信号和一个后边沿UPWM信号，并利用伪随机数生成器生成一个随机数r1，将r1作为前边沿UPWM发生器的级数，将(m
‑
r1)作为后边沿UPWM发生器的级数；其中m≥4且m∈N
+
，N
+
表示正整数集；T＝1/f
s
，f
s
为该非对称双边沿UPWM发生器的输入信号采样频率；k∈N，N表示自然数集；0＜g≤r1≤h＜m，g为随机数r1的取值下限，h为随机数r1的取值上限，r1∈N
+
，g∈N
+
，h∈N
+
；S2、为使上述构造的非对称双边沿UPWM发生器输入调制信号的幅值与对应生成的非对称双边沿UPWM信号的脉冲宽度成正比例关系，将输入调制信号的均匀采样点(kT,x(kT))分解为两个均匀采样点(kT,x
L
(kT))和(kT,x
T
(kT))，其中，0≤x(kT)≤m，x(kT)∈Z，x
T
(kT)＝x(kT)
‑
x
L
(kT)，Z表示整数集，表示对“*”向下取整；S3、在时间间隔[kT,(k+1)T)内，首先将x
L
(kT)输入到级数为r1的前边沿UPWM发生器中产生对应的前边沿UPWM信号，再将x
T
(kT)输入到级数为(m
‑
r1)的后边沿UPWM发生器中产生对应的后边沿UPWM信号，最后将该前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号在时域上相接即生成一个非对称双边沿UPWM信号；在时间间隔[kT,(k+1)T)内，由于r1是一个随机数，导致产生的前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号的脉冲位置的随机化，使生成的非对称双边沿UPWM信号的脉冲位置随机化；S4、在时间间隔[kT,(k+1)T)内，利用伪随机数生成器生成随机数ε
L_N
、ε
T_N
、r
L
和r
T
，其中，0≤ε
L_N
≤r1，0≤ε
T_N
≤(m
‑
r1)，0≤r
L
≤1，0≤r
T
≤1，ε
L_N
∈Z，ε
T_N
∈Z，r
L
∈Z，r
T
∈Z，随机数ε
L_N
和ε
T_N
分别用于控制前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号脉冲位置的随机偏移量ε
L
和ε
T
，随机数r
L
和r
T
分别作为前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号脉冲位置移动方向的标志位；在时间间隔[kT,(k+1)T)内，由于r
L
和r
T
是随机数，导致最终产生的前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号脉冲位置移动方向的随机化，使最终生成的非对称双边沿UPWM信号的PRF随机化；S5、基于上述步骤S1
‑
S4构造的扩频UPWM发生器会对其输入的调制信号产生基带失真；为了使输出信号拥有较好的信号保真度，需要对该失真进行校正，失真校正方案依次包括以下步骤：S51、构造N倍插值滤波器，把功放输入数字信号的采样频率f
o
提升N倍到采样频率f
s
＝N
·
f
o
；S52、在数字Sigma
‑
Delta调制器之前添加m倍插零值模块，将数字Sigma
‑
Delta调制器输入信号的采样频率提升为m
·
f
s
；S53、在数字Sigma
‑
Delta调制器之后添加m倍抽取模块，将其输出信号的采样频率降低为f
s
，确保m级扩频UPWM发生器输入信号的采样频率仍为f
s
，输出信号的采样频率仍为m
·
f
s
，数字Sigma
‑
Delta调制器的输入信号和扩频UPWM发生器的输出信号具有相同的采样频率，均为m
·
f
s
；
S54、原数字Sigma
‑
Delta调制器的工作频率为f
s
，为保证其能够在m
·
f
s
的工作频率下正常运行，对原数字Sigma
‑
Delta调制器的状态空间表达式进行重构，求取工作频率为m
·
f
s
的重构后的数字Sigma
‑
Delta调制器的状态空间表达式；S55、依据重构后的数字Sigma
‑
Delta调制器状态空间表达式计算出一组新的状态空间系数，使得在每一个时间段[kT,(k+1)T)内，经过添加m倍插零值模块和m倍抽取模块以及重构数字Sigma
‑
Delta调制器后的系统与原数字Sigma
‑
Delta调制器系统等价；S56、基于重构后的数字Sigma
‑
Delta调制器的输入信号和m级扩频UPWM发生器的输出信号的采样频率均为m
·
f
s
，于是将扩频UPWM发生器的输出信号负反馈到重构后的数字Sigma
‑
Delta调制器的输入端构成数字负反馈闭环回路，即将m倍抽取模块和m级扩频UPWM发生器均包含到重构后的数字Sigma
‑
Delta调制器的环路内构成数字闭环模块。2.根据权利要求1所述的一种带失真校正的全数字扩频方法，其特征在于：所述步骤S1和S4中，伪随机数生成器主要由线性反馈移位寄存器构成，该线性反馈移位寄存器由多个D触发器和若干门电路组成，受时钟信号和复位信号控制。3.根据权利要求1所述的一种带失真校正的全数字扩频方法，其特征在于：所述步骤S4中，前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号脉冲位置移动方向的规则是：r
L
和r
T
分别为前边沿UPWM信号和后边沿UPWM信号脉冲位置移动方向的标志位，当r
L
为0时，前边沿UPWM信号的脉冲位置向左移动；当r
L
为1时，前边沿UPWM信号的脉冲位置向右移动；当r
T
为0时，后边沿UPWM信号的脉冲位置向左移动；当r
T
为1时，后边沿UPWM信号的脉冲位置向右移动。4.根据权利要求1所述的一种带失真校正的全数字扩频方法，其特征在于：所述步骤S4中，非对称双边沿UPWM信号PRF随机化的规则是：在时间间隔[kT,(k+1)T)内，假设T
L
、α
L
和ε
L
分别是前边沿UPWM信号的当前开关周期、脉冲宽度和随机偏移量，其中，0≤ε
L
≤T
L
，，T
T
、α
T
和ε
T
分别是后边沿UPWM信号的当前开关周期、脉冲宽度和随机偏移量，其中，0≤ε
T
≤T
T
，，在当前开关周期T
L
内，前边沿UPWM信号添加随机偏移量ε
L
后，其脉冲位置有以下四种可能出现的情况：(1)r
L
＝0且0≤ε
L
≤T
L
‑
α
L
，(2)r
L
＝0且T
L
‑
α
L
＜ε
L
≤T
L
，此时为确保脉冲宽度在当前开关周期T
L
内与脉冲位置偏移前相同，将脉冲的超出T
L
部分移到当前开关周期T
L
的末尾端，(3)r
L
＝1且α
L
＜ε
L
≤T
L
，(4)r
L
＝1且0≤ε
L
≤α
L
，此时为确保脉冲宽...

【专利技术属性】
技术研发人员：于泽琦，刘豪凯，张秋闻，蒋斌，刘伟华，袁俊岭，李祖贺，钱波，许增辉，
申请(专利权)人：郑州轻工业大学，
类型：发明
国别省市：