文中所描述的信号处理系统中的Δ－∑调制器的量化器使用减少了的一组比较器进行量化，其中，该量化是通过预定并且保持环路滤波器输出信号Ｖ↓［ＬＦ］（ｔ）和预测的量化器输出信号ｑ↓［ｅｓｔ］之间的每周期最大偏差ｄ来进行的。在至少一个实施例中，根据量化级别数量来定义最大量化器级别偏差ｄ。因此，需要对量化器输入信号Ｖ↓［ｉｎ］（ｔ）进行量化的量化器中的比较器的数量是基于最大量化器级别偏差ｄ的。除使用比可利用的量化输出级别Ｎ更少的比较器之外，量化器可以使用偶数Ｍ个比较器，与类似的传统的使用Ｍ＋１个比较器的减少了比较器的ＡＤＣ跟踪量化器的设计形成了对比，其中，Ｎ和Ｍ是整数且Ｍ＜Ｎ。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术大体上涉及信息处理领域，更具体地，涉及一种信号处理系统和方法，用于利用量化器输出预测来减少A-Z调制器模拟-数字比较器中的比较器。
技术介绍
许多信号处理系统包括a-s:调制器以将输入信号量化为一位或 多位。a-i:调制器以高采样率和噪声整形交换量化误差的形式来平 衡增加的噪声。 一般地，也用作其他可互换的术语来指代u调制器"，诸如'T-A调制器"、"A-2转换器"、"i:-A转换器"、以及"噪声整形器"。图1示出了模拟-数字转换器(ADC) A-i:调制器ioo，其接收 模拟输入信号x(t)并将输入信号x(t)转换成一组低分辨率的数字输 出脉沖q(n),此处t代表连续时间变量而"表示离散时间变量。通常，a-i:调制器ioo对当前输入信号x(t)和之前量化器输出信号的模拟形式(即，q(t-l))之差进行量化。在调制器100的反馈环 中，数字到模拟转换器(DAC )108将每个延迟(z")输出信号q(n-l) 转换成才莫拟信号q(t-l)。 A-i:调制器100的反馈环也包括动态元件匹 配106以校正DAC 108信号q(n-l)中的非线性。噪声整形环路滤波器102对输入信号x(t)和延迟输出信号q(t-l) 之差进行处理以产生环路滤波器输出信号/量化器输入信号VLF。在调制器运行的每个输出周期内，量化器104对信号V^进行量 化以产生输出信号q(n),通常以数字数据的形式。当环路滤波器102 是连续时间滤波器时，量化器104代表在重复采样率(诸如64:1的 比率)下运行的相对低精度的ADC转换器。量化器104可以提供 多位或1位输出量化级别。量化级别步长△代表每个量化级别之差。 1位量化器仅有两个级别指定为{-厶/2力/2}或{-1，1}的量化级别。 Shreier和Temes, ^#A-S/^号##换器，IEEE Press, 2005 (文中 称为'7/re/wcS: 7fewe,)更加详细地描述了传统的A-2调制器。多位ADC A-S调制器表现出优于单一位ADC A-2调制器的一 些众所周知的优势，诸如降^[氐了量化噪声。然而，量化器i殳计一直 是A-S调制器i殳计者面临的重大4兆战之一。图2示出了闪存型量化器200,其代表量化器104的一个实施 例。量化器200包括r个比较器202.0-202.r-l,每个都具有连接到 环^各滤波器102的输出端的第一输入端以接收量4b器输入信号VLF。 'V"是正整数代表A-2调制器100中比较器的数量。比较器202.0- 202，r-l中的每一个都包括第二输入端以4妄收各自的参考电压 Vo到VM。将参考电压用作参考信号以对量化器的输入信号V^进 行量化。取值为i 的个电阻器204.l-204.r-l的电阻器串参考梯 形 (resistor string reference ladder )产生至少跨越参考电阻器204.1- 204.r-l的一致的电压降以产生各自的参考电压V。到V卜,。末 端电阻器204.0和204.r具有这才羊的值，其可以用于定标量4匕级别(也 称为"量化器步长")。例如，最大量化器的阈值可以是1,2 V，但可 利用的参考可以是2.5 V，所以电阻器204.0和204.r被i殳定为达到 期望的范围。将+Vref到-Vref的参考电压施加到参考电阻器 204.0-204.r。 +/-￥^￡"为，例力口， +/-1.5 <犬4争(V )。比较器202.0-202.r-l中的每一个都对量化器输入信号Vlf与各 自的参考电压Vq到Vr—!进行比较。当第,'个参考电压V,小于或等于 环路滤波器输出/量化器输入信号VLF时第/个比较器202.i产生逻辑 0 (例如OV)以及当V,〉 vlf时产生逻辑1 (例如+2.5V)。只要处 于量化器104运行的每个周期期间，数字编码器206就将比较器 202.0-202.r-l的输出信号编码为数字(离散)输出信号q(n)。增加量化器104中的比较器的数量，例如增加r的值，输出更 高质量的输出信号q(n)(例如，更少的量化噪声)及更高的信号带 宽容量。典型地，每当r加倍，A-i:调制器100获得6dB量化噪声 的改善。然而，缺点同样共存，增加了量化器104中比较器的数量。 例如，增加比较器的数量需要更多的物理空间来装配以及更多的功 率来运行。另外，增加比较器的数量减小了相邻参考电压V,和V,+1 之间的电压间隔并且增大了非理想相对效应(relative effects )，例如 比较器偏移电压。比较器偏移电压代表需要施加到比较器的输入端子以引起比较 器转变状态的最小直流(DC)输入电压。因此，比较器偏移电压可 以引起比较器输出中的误差，尤其是当相邻比较器的参考输入信号 之差小的时候。因此，随着量化器非理想相对效应的增加，这种非 理想性引起了 调制器误差的增加。非线性可以引起谐波畸变， 特别地在高信号频率下，增加的噪声，以及噪声随直流(DC)输入 级别的调制，所有这些都是不希望有的。用比较器的数量相当于r=16的例子来说明比较器非理想效 应。假定17个量化级别，标准化为-8, -7, -6,…,-1， 0， +1， +2，…， +8,各个比较器202.0-202.r-l的输入参考电压V。到Vu是标准化的 <直-7.5， -6.5, -5.5，…，-0.5， +0.5,…，+5.5， +6.5, +7.5。就才莫拟系统参考电压Vref来对每个实际参考电压V,进行定标。例如，如果级别-8对应-1.5 V以及级别+8对应+1.5 V,那么对于比较器202.0-202.r-l的各个的比较器输入电压参考V。到V15是 -7.5/8*1.5，…，+6.5/8*1.5 V，以及+7.5/8*1.5 V。因此，随着比專交 器数量的增加，电压参考间隔减小。由此得出，随着比较器数量的 增加，最终闪存型量化器200的非线性抵消了通过增加比较器的数 量获得的任何优势。另外，在集成电路中，芯片空间宝贵。增加比 较器的数量需要更多的芯片空间，并因此可以变为显著的劣势。图3示出了跟踪ADC量化器300,其代表量化器104的另 一实 施例。Dorrer等人的^ 3-wW 74-<iB 57\W 2-M/fe Cow"wwo^-77we Z)e/fa-57gwa ^Z)C附A a rrachwg v4Z)C 0./3卞w CMOS(0. CMOS ^真^"/yl^^lDC量化器的3-w『74-^/5 57W 2-7kff/z遽键〃,河De/to-S/gwa ^DC )， IEEE Journal of Solid画State Circuits, 40 巻12期，2005年12月12日中详细描述了跟踪ADC量化器300。 量化器300将比较器的数量减少到了 3个比较器302.0, 302.1和 302.2， 一个计凄t器304， 一个电阻串参考梯形(reference ladder )306， 以及一个开关矩阵308，该开关矩阵将参考电压V。， VP V2连接到 比寿交器302.0， 302.1和302.2的输入端。当环^各滤波器102的输出 电压Vlf具有1个最4氐有岁文4立(LSB)的^直或更少时，4本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种信号处理系统，包括： 模拟－数字Δ－∑调制器，包括： 量化器输出预测器，包括低通滤波器以产生预测的量化器输出信号，其中，所述预测的量化器输出信号是基于至少一个或多个之前的Δ－∑调制器输出信号而对ｔ时刻的量化器输入信号的估计值 ； 环路滤波器，以产生ｔ时刻的环路滤波器输出信号；以及 量化器，耦合到所述环路滤波器，以基于所述量化器输入信号产生量化器输出信号，其中，所述量化器输入信号包括ｔ时刻所述环路滤波器输出信号和ｔ时刻所述预测的量化器输出信号之差。
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：约翰L梅兰松，
申请(专利权)人：塞瑞斯逻辑公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]
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