集成音频混合器制造技术

一种集成多输入音频混合器（８０），该混合器接收多个模拟输入信号（Ａｉｎ１～ＡｉｎＮ），在内部将该模拟输入信号数字化，对该数字化输入信号进行数字处理和混合，并产生该混合输入的数字和模拟表示。全部模拟输入（Ａｉｎ１～ＡｉｎＮ）加到全Δ／∑模／数变换器的半部分。即，每一输入到加各自的Δ／∑调制器，但全部Δ／∑调制器共用一个抽取滤波器（８９）。每一Δ／∑调制器的输出分别控制具有其第一量化电平用的独立输入通道的各复接器（ＭＸ＃－［－］１～ＭＸ＃－［－］Ｎ）。复接器的输出有选择地加到加法器电路（８５）。加法器（８５）的输出加到Ｄ／Ａ变换器（８７），以提供模拟输出，该加法器电路输出还加到一个∑抽滤波器（８９），恢复Δ／∑调制器来的混合数据。（*该技术在2019年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及数字式混合多个模拟输入信号的集成音频混合器。
技术介绍
电子
有两种基本类型的混合电路。第一种是外差混合电路，该电路通过将2个输入信号的瞬时电压相乘组合其能量，以产生具有新频率分量的输出信号。第二种常称为音频混合器，该混合器产生多个输入信号的线性和。音频混合器常用于组合多个话音和音乐源。参阅附图说明图1，基本音频混合器9具有分别加到各自独立的增益级11～15的多个输入Ain1～Ain3。增益级11～15调节各输入的权重，一般做成固定或可变的模拟放大器。增益级11～15的输出加到产生模拟输入Ain1～Ain3的加权线性和的模拟加法器17。ARRL手册(74版，1997年，第15.1～15.3页)中有对音频混合器的进一步讨论。如果需要，可将模拟输出Aout加到模/数变换器(A/D变换器)21，以产生数字输出Dout。美国专利5589830号(Linz等人)中也有相同的音频混合器。图2的结构按图1的结构建立，而且与图1中各单元相同的图2中各单元具有与其相同的参考符号。音频混合器9的输入(诸如Din1～Din3)为数字信号时，该输入一般先提供给相应的数/模(D/A)变换器25～29后，再加到模拟音频混合器9。美国专利5647008号(Farhangi等人)提供这种音频混合器的一个例子。通过在进行混合前将数字输入Din1～Din3变换到模拟域，能避免具有多个独立数字输入Din1～Din3所连带的一些复杂性。这些复杂性来自必须使数字输入同步或者某些特定环境，诸如数字输入没有相同的采样率、量化电平或公共系统时钟。然而，在数字域工作肯定在一致性和处理灵活性方面具有优点。由于通过能在编码电路或数字电路实现的一系列处理算法涉及数字处理，数字处理不需要像模拟电路时那样，因环境改变或老化而调谐元件。此外，还能以数字电路变化量少或没有变化实现处理算法的改变。因此，用数字域处理并混合模拟输入信号，令人满意。图3示出在数字域处理模拟输入的一例音频混合器。图3中与图2的元件相同的所有元件均标注相同的参考标号并按上文定义。首先在音频混合器控制下，将模拟输入Ain1～Ain3加给相应的模/数(A/D)变换器31～35。所得每一A/D变换器31～35的多比特输出字可具有由各乘法器37～41和各增益系数G1～G3数字调节的各种权重。例如，乘法器37接收来自A/D变换器31的多比特字，并将所接收的字乘以其相应的多比特增益系数G1。可将可乘法器37～41相乘所得输出字直接加给各自的数/模变换器43～47、或者也可选择通过各自的附加处理步骤51～55后，再分别加给D/A变换器43～47。每一D/A变换器43～47的输出加到模拟加法器17，并后续与图1中模拟混合器9相同的输出级。图3中避免了混合独立数字输入信号所连带的上述参照图2讨论的困难。这是因为在音频混合器9控制下，对所有模拟输入Ain1～Ain3进行量化和数字化，因而所得数字信号没有未知特性。然而，图3的结构仍将相乘并处理后的数字信号变回到模拟域后，才在加法器17进行混合。本
中(电路规模不成问题)通常就是这样进行，以利用模拟加法器比较简单且稳固的结构。美国专利5438623号(属于Begault)中有相同的音频混合器。虽然与本专利技术关系不大，但为了提供对音频混合器较全面的观察，图4示出一例对多个独立数字化输入进行混合的数字音频混合器。此例中，示出第1数字输入D1具有比第2数字输入D2低的采样频率。数字音频混合器49还接收模拟输入Ain1。为了补偿各独立数字化输入D1和D2关联的未知数字化因数，进行处理和混合前，数字输入必须同步。本例中，将D1的低采样频率插入(即上变频)到选择的公共因数频率。同样，对D2的高频进行抽取(下变频)，使其为相同的所选公共因数频率。有各种插入和抽取数字信号的方法，图4中示出一种典型的方法。首先，将A/D变换器61的采样时钟CLK1选为公共因数频率，用于使D1和D2同步。将CLK1提供给接收D1的内插器57，并提供给接收D2的抽取器59。内插器57在输入的D1采样之间加入新采样值，以便以CLK1支配的频率在线56上产生输出采样率。有各种算法用于选择新采样值，但这对讨论并不重要。抽取器59同样也以CLK1决定的频率在线58上产生输出采样率。本例中，抽取器59完成上述过程的方法是将每隔一个输入D2的采样加以忽略(即舍去)。ARRL手册(74版，1997年，第18.1～18.18)中能找到抽取器和内插器的进一步讨论。因此，使第1数字输入D1、第2数字输入D2和模拟输入Ain1的数字表示同步，准备进行处理。D1、D2和A/D变换器61的输出在提供给数字加法器69前，具有由各自的乘法器电路63～67和增益因数G1～G3独立调节的权重。数字加法器69以CLK1的频率产生混合音频输出。如果此混合音频频率CLK1对后续处理级太高，则会需要利用第2抽取器70将加法器69的输出频率下变频。美国专利5647008号(Farhangi等人)和美国专利5729225号(属于Ledzius)中进一步讨论数字混合多个数字化输入的这种方法和其他方法。图5转到注意该申请，即多个模拟输入的数字混合。图5中所有与图3中相同的单元标有相同的符号且按上文定义。与图3一样，图5的结构示出分别加到A/D变换器31～35的模拟输出Ain1～Ain3，并且各A/D变换器31～35的输出分别加到乘法器电路37～41。然而，与图3不同，图5中乘法器37～41所得输出加到数字加法器71(累加器)在数字域进行混合。因为不存在未知数字化因数，不需要对数字输入进行同步的专用电路。其原因在于模拟输入Ain1～Ain3已在音频混合器9控制下直接量化并数字化。如果后级还要进行数字处理，相乘所得信号不象图3所示那样在相加前受到D/A变换则特另有利。这是因为信号每次受到D/A和A/D变换都劣化。然而，供任选的是可将Dout加到D/A变换器73，以便也提供模拟输出Aout。美国专利5483528号(属于Christensen)中示出一种相同的结构。图5的结构由于复杂且模拟子电路的集成需要大面积，按惯例仅限用于电路板级。此外，数字乘法器37～41也同样是需要大量IC芯片面积的大批数字电路。因此，为每一输入Ain1～Ain3提供分开的A/D变换器31～35和分开的乘法器37～41使图5的结构不能集成为单IC芯片。便于在一块IC集成A/D变换器的一种途径是限制模拟电路的级数。这样做的一种方法是借助升频采样技术，其中以集成数字电路的高频性能换取减少量化电平，因而减少模拟子电路。一种很适合电路集成的有效升频采样模/数变换器是图5中所示的Δ/∑模/数变换器。每一Δ/∑A/D变换器31～35包含后面连接∑抽取滤波器74的Δ/∑调制器72。Δ/∑调制器72以很多倍的输入信号奈奎斯特频率对输入信号采样。随着采样频率升高，可减少量化电平，从而比特分辨率也降低。典型的Δ/∑调制器72具有1比特的分辨率。所得1比特数据流由∑抽取滤波器74汇集，该滤波器包含低通滤波器和再采样器，通常以IIR和FIR结构为基础。∑抽取滤波器74滤除带外量化噪声后，以奈奎斯特频率进行再采样，以达到降低采样率或抽取采样。实际上，∑抽取滤波器74本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种音频信号混合器，其特征在于，包括： 具有多个量化电平的Δ／Σ调制器，所述Δ／Σ调制器具有接收模拟信号的输入节点，还具有对所述模拟节点作出响应，产生一个所述量化电平的量化输出； 具有对所述量化输出作出响应的控制输入的复接器，所述复接器具有多个输入通道和一个输出通道，每一所述输入通道对应于所述Δ／Σ调制器的一个所述量化电平，所述复接器响应所述量化输出，有效选择相应的一个所述通道耦合到所述输出通道； 具有输入总线和输出总线的加法器电路，所述输入总线耦合到所述复接器的所述输出通道。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：C阿泽雷多里姆，C迪皮依，JE达弗兰萨，
申请(专利权)人：爱特梅尔股份有限公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]