可抑制时钟脉冲馈通效应且具有低相位噪声的切换式电容电路与相关方法技术

本发明专利技术涉及一种可抑制时脉馈通效应且具有低相位杂讯的切换式电容电路与相关方法。所述切换式电容电路，包含有：一正端电容，耦接至一第一正端节点；一第一正端开关元件，依据一第一控制信号选择性地将该第一正端节点耦接或不耦接至一第二节点；一预充电路，耦接于该第一正端节点，并于该第一正端开关元件为断路状态时，在一预充时间内将该第一正端节点预充至一预充电压值，在一预充时间之后将该第一正端节点充电至一充电电压值，其中该充电电压值不等于该预充电压值。在预充该第一正端节点后，时脉馈通效应就会被消除，而电压控制振荡器的频率锁定时间便可缩短，再借由让该第一正端节点电压保持在该充电电压，可降低电压控制振荡器的相位杂讯。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术提供一种切换式电容电路，尤指一种拥有低相位杂讯且用于一电压控制振荡器的切换式电容电路，其是用来减低时脉馈通效应以抑制电压控制振荡器在频率校正阶段以及频率合成器锁相阶段中的频率飘移现象。
技术介绍
电压控制振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)常被使用于无线通讯电路内做为频率合成(frequency synthesis)的元件。如同Welland等人于美国专利第6,226,506号的专利中所述，无线通讯系统在传送路径电路和接收路径电路中通常都需要频率合成的功能。图1为习知电压控制振荡器的示意图。用于一频率合成器(frequencysynthesizer)的LC式电压控制振荡器包含有一共振腔(resonator)10，而共振腔10具有一基本的共振结构，其包含有一连接于一第一振荡节点OSC_P与一第二振荡节点OSC_N之间的电感12。一连续式(continuously)可变电容14以及多个离散式(discretely)可变电容16是并联于电感12。连续式可变电容14是用来微调(fine tuning)所需的目标电容值，而多个离散式可变电容16则用来粗调(coarse tuning)所需的目标电容值。此外，由电感12与电容14、16并联所产生的电阻损失(resistiveloss)则利用一负电阻值产生器(negative resistance generator)18来加以补偿，以维持系统正常的振荡运作。在多个离散式可变电容16内的每一离散式可变电容是由一切换式电容电路20所组成，且每一切换式电容电路20是由一独立控制信号(从SW_1到SW_N)所控制。根据控制信号SW_N，切换式电容电路20是选择性地建立或中断一电容24与电压控制振荡器中共振腔10之间的连接。切换式电容电路20所对应的不同导通/断路的切换组合会使得LC式共振腔10具有一更宽的电容值变动范围，故可提供电压控制振荡器一更宽的可振荡频率范围。图2为习知切换式电容电路20a的示意图。一电容30是连接于一第一振荡节点OSC_P与一节点A之间。一开关元件32是用来选择性地将节点A连接或不连接至一接地端，且开关元件32是由一控制信号SW所控制，因此，当开关元件32导通(turn on)时，电容30的电容值会加入电压控制振荡器的共振腔10的整体电容值中，然而，当开关元件32为断路(turn off)时，由第一振荡节点OSC_P所看进去的电容值是为电容30的电容值与开关元件32在断路状态的电容值的串联结果。图3为习知第一种差动(differential)切换式电容电路20b的示意图。由于差动切换式电容电路有较好的共模杂讯抑制比(common-modenoise rejection ratio)，因此被广泛地应用在高速集成电路的环境中。在差动切换式电容电路20b中，一正端电容40是连接于一第一振荡节点OSC_P和一节点A之间，一正端开关元件42是选择性地将节点A连接或不连接至接地端，一负端电容44是连接于一第二振荡节点OSC_N和一节点B之间，以及一负端开关元件46是选择性地将节点B连接或不连接至接地端，其中这两个开关元件42、46皆由相同的控制信号SW所控制。当开关元件42、46导通时，正端电容40与负端电容44之间串联的相对应电容值就会被加到电压控制振荡器的共振腔10的整体电容值中，然而，当开关元件42、46断路时，差动输入电容值为正端电容40、负端电容44、开关元件42和46的寄生电容(parasitic capacitance)的串联值。此时，电压控制振荡器的共振腔10的整体电容值在开关元件42和46断路时会比导通时小的多。图4为习知第二种差动切换式电容电路20c的示意图。第二种差动切换式电容电路20c和第一种差动切换式电容电路20b之间除了一额外的中央开关元件48之外，其它元件皆相同，其中额外的中央开关元件48是用来降低连接于节点A和节点B之间导通时的整体电阻值。开关元件42、46、48皆由相同的控制信号SW来控制，当开关元件42、46、48导通时，正端电容40与负端电容44之间串联的相对应电容值就会被加到电压控制振荡器的共振腔10的整体电容值中，而当开关元件42、46、48断路时，差动输入电容值为正端电容40、负端电容44与开关元件42、46、48的寄生电容的串联值。所以，整体的输入电容值在开关元件42、46、48断路时会比导通时小的多。不论是图2的单端实施例还是图3或图4的差动实施例，当切换式电容电路20a、20b、20c断路时，节点A(对差动式实施例来说，尚包含节点B)在实际系统上会产生一瞬时电压变化(momentary voltage stepchange)，而该瞬时电压变化会造成整体电容值产生不想要的扰动，最终会造成电压控制振荡器的振荡电压产生不该有的飘移。由于图2、图3与图4中使用了N型金属氧化半导体晶体管(NMOS)开关，因此，瞬时电压变化是为开关元件32、42、46、48于断路时所产生的为一电压降(voltage drop)，对于P型金属氧化半导体晶体管开关的实施例而言，上述瞬时电压变化则为一电压突升(voltage spike)。以图2的单端实施例为例，当开关元件32断路时，电荷载子(chargecarrier)会被注入(injected)到连接于开关元件32的源极与漏极的接面电容(junction capacitance)中，且电荷载子的注入会造成电容性阻抗(capacitive impedance)两端产生不该有的电压变化，并且以一电压降的型式出现在节点A，而上述效应即为时脉馈通效应(clockfeedthrough effect)，并可视为控制信号SW从开关元件32的栅极传递至开关元件32的源极与漏极。当开关元件32导通时，节点A会被连接到接地端，故控制信号SW的馈通(feedthrough)不会有任何影响。然而，当开关元件32断路时，控制信号SW的馈通会造成一电压变化，并以电压降的型式出现在图2所示的第二实施例中的节点A上。因为节点A有电压降，所以开关元件32的N+扩散子(N+diffusion)和P型基板(Ptype substrate)之间于断路状态所形成的二极管便会产生些许的顺向偏压(forward biased)。节点A的电压准位(voltage level)会陡降(spike low)，接着开关元件32在断路状态时形成的些许顺向偏压的接面二极管会产生次临界与泄漏电流(subthreshold and leakagecurrents)来对节点A充电，之后节点A便再回复到接地端的电位。节点A的电压降与电压回复的情形都连带地改变电压控制振荡器的共振腔10的负载电容值(load capacitance)，并且造成电压控制振荡器的振荡电压产生不想要的瞬时飘移(drift)。同理，当图4的第二种差动切换式电容电路20c断路时，节点A和节点B也同样会有时脉馈通效应的问题。由正端开关元件42和中央开关元件48所产生的时脉馈通效应会导致正端节点A产生一不想要的电压变化；同样地，由负端开关元件46和中央开关元件48所产生的时脉馈通效应会导致负端节点B产生一不想要的电压变本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种切换式电容电路，其特征在于所述切换式电容电路包含有：一正端电容，耦接至一第一正端节点；一第一正端开关元件，用来依据一第一控制信号，当该第一控制信号为逻辑１时，控制该第一正端开关元件为导通状态，使得该第一正端节点耦接至一第 二节点，其中该第二节点是耦接至一第一固定供应电压，当该第一控制信号为逻辑０时，控制该第一正端开关元件为断路状态，使得该第一正端节点不耦接至该第二节点；一预充电路，耦接至该第一正端节点，用来于该第一控制信号控制该第一正端开关元件为断路 状态时，于一预充时间内将该第一正端节点预充至一预充电压值，于该预充时间之后将该第一正端节点充电至一充电电压值，其中该充电电压值不等于该预充电压值。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：叶恩祥，
申请(专利权)人：联发科技股份有限公司，
类型：发明
国别省市：71[中国|台湾]