容控数字频率调制电路制造技术

容控数字频率调制电路，属于电子技术领域中的频率调制技术。本发明专利技术由电容充放电电路和可变电容电路两部份组成。在可变电容电路中，通过计数器的输出信号控制开关管的导通与关断，使充放电电容总的电容值发生改变，进而实现频率的抖动输出，将原高次谐波处的频谱将扩展到一个频带，使得频谱幅度降低，从而降低开关电源的电磁干扰。本发明专利技术相对于流控数字频率调制电路，可以更好地实现频率抖动功能，降低单片开关频率高次谐波处频谱的峰值，抑制电磁干扰，且大大减小芯片面积，有效地降低产品成本，可广泛应用在开关电源芯片领域。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术属于电子
，涉及开关电源技术和通讯领域的电磁干扰技术，特别涉及频 率调制(抖动)技术。
技术介绍
随着开关电源频率的不断提高，电磁干扰(EMI: ElectroMagnetic Interference)的问题越来 越严重。如何降低开关电源的EMI是目前开关电源领域的热点研究问题。学者们提出了滤波、 频率调制技术等方法来降低EMI。用滤波方法来降低EMI，是通过EMI滤波器等方式实现的。EMI滤波器的电路结构如图 l所示(其中，L端为电源正极，N端为电源负极，L'和N，接负载)，EMI滤波器实质上 是LC网络。它是利用阻抗失配的原理，使电磁干扰信号得到衰减。然而，EMI滤波器必须 符合开关电源的电磁兼容要求，也必须是双向滤波器， 一方面要滤除从交、直流电源线上引 入的外部电磁干扰，另一方面还能避免自身系统向外部发出电磁干扰噪声，以免影响同一电 磁环境下其他电子设备的正常工作。由此，势必增加系统成本，并且导致系统体积增大。频率调制技术分模拟频率调制和数字频率调制，就是通过调制开关频率的方法，把集中 在开关频率及其谐波上的能量分散到它们周围的分立边频带上，由此降低各个频点上的电磁 干扰幅值，达到低于电磁干扰标准规定的限值。在单片开关电源工作时，开关管处在高频通、断状态。因此，主级回路里的电流将以脉 冲电流的形式存在，而且因为电流较大，在脉冲电流高次谐波处电流的幅度也较大，它将通 过电源线传导到电网中，对其他设备造成电磁干扰。并且由于高频变压器的初级线圈、开关 管和输入滤波电容形成了一个高频电流环路，因此，会对空间形成电磁辐射。目前数字频率调制主要为流控频率调制技术，电路如图2所示。通过计数器开关管进而 控制W W等微电流源，使开关频率发生微小的改变。当开关管MO NW都打开时，输出 频率达到最大值；当开关管M0 MiV都关闭时，输出频率为最小值。这样该技术方案实质是通过微调充放电电容C的充电电流，使其充电电流在<formula>complex formula see original document page 4</formula>之间变化，最终实现开关频率振荡(抖动)输出，从而使在开关频率高次谐波处频谱展成一个频带，降低高次谐波次频谱的峰值。数字频率调制技术的具体实施电路如图3所示，该具体实施电 路包括一个主充电电源Imain和4个微调电流源I0、 II、 12和13，其计数器为4位计数器。由于微电流源的构成为CMOS等有源元器件，致使流控频率调制电路所占的芯片面积较大， 导致所设计的系统成本增加。
技术实现思路
为了解决流控数字频率调制电路所占的芯片面积较大，导致所设计的系统成本增加的技 术问题，本专利技术提出了一种新型的数字频率调制电路一容控数字频率调制电路，该电路通过 整个电路中充放电电容的微调来调制整个电路产生的频率，从而实现频率调制降低单片开关 频率高次谐波处频谱的峰值，抑制电磁干扰。本专利技术提出的容控数字频率调制电路与传统流 控数字频率调制电路相比，可在同样实现频率调制功能的同时，大大减小芯片面积，从而降 低系统成本。本专利技术详细技术方案如下容控数字频率调制电路主要由电容充放电电路和可变电容电路两部份组成，如图4所示。电容充放电电路由Imain电流源、PMOS差分输入对，INV反向器、电流沉、以及COM 滞回比较器构成。Imain电流源输入端接外接电源VDD，其输出端接PMOS差分输入对的 PMOS管MP11和PMOS管MP12的源极。PMOS管MP11的栅极接INV反向器的反相输出 端，PMOS管MP12的栅极接INV反向器的正相输入端和COM滞回比较器的比较输出端。 电流沉的NMOS管MN11和NMOS管MN12的栅极互连，其源极接地；NMOS管MN11的 栅极和漏极互连并接PMOS管MPU的漏极；PMOS管MP12和NMOS管MN12的漏极互连 并接COM滞回比较器的比较输入端。COM滞回比较器的比较输出端输出整个容控数字频率 调制电路的振荡频率信号/c。电容充放电电路各部分所起的作用是Imain电流源由基准电流或者恒流源等产生的偏置电流，电流值为/main，为可变电容电 路的充电电容提供固定的直流工作点。PMOS差分输入对和INV反向器差分输入对由PMOS管MP11和MP12构成，通过INV 反向器的输入信号n和输出的一对高低电平来控制PMOS差分对的栅极输入端，控制 MP11和MP12管开关，进而控制可变电容电路的主电容Cmain和微调电容C0 C7V的充、 放电的状态。电流沉由NMOS管MN11和NMOS管MN12构成，通过调整NMOS管MN11和NMOS 管MN12的宽长比，从而控制对主电容Cmain和微调电容C0 CiV电容群的充、放电电流的 大小，用来确定电容充、放电的时间常数比值，以达到精确控制输出波形的占空比。COM滞回比较器通过滞回比较器内部基准源提供的电压^ 祖和rmin与主电容Cmain和微调电容C0 CiV两端由充、放电引起的线性变化电压进行滞回相比较，使可变电容电路 的主电容Cmain和微调电容CO CiV的两端的电压在Fmax和Fmin之间变化，如图4所示，从而控制输出信号对主电容Cmain和微调电容C0 CiV进行充、放电的时间状态。可变电容电路由主电容Cmain， NMOS开关管MO MiV和微调电容CO CiV以及iV位 COUNTER计数器构成。主电容Cmain两端分别接NMO'S管MN12的漏极(也是PMOS管 MP12的漏极或COM滞回比较器的比较输入端)和地。AM立COUNTER计数器的输出端QZ 。《i《/V)接NMOS开关管M/ (( 《i《A)的栅极，其时钟信号输入端CLK接时钟控制信 号CLKh; NMOS开关管M/ 。《/《A0的源极通过微调电容C/ 。《i《A0接地，其漏极接 NMOS管MN12的漏极(也是PMOS管MP12的漏极或COM滞回比较器的比较输入端)。可变电容电路各部分所起的作用是-主电容Cmain:基本充电电容，其电容值确定整个电路输出频率所能达到的最大值。 微调电容Q CiV:由按权值递加或者满足EMI调制要求的电容CO CiV构成，用来微调充电电容的电容值大小，通过充电电容的电容值的变化来控制充、放电的频率，进而进行整个电路输出频率的调制，达到整个电路频率的振荡输出'。NMOS开关管M0 MM作为开关作用，用于控制是否对其串联的微调电容CO CW进行充、放电。7V位COUNTER计数器根据时钟控制信号CLKh控制NMOS开关管M0 MiV的开关， 从而使充电电容的总电容值随着计数器的输出而发生改变。上述技术方案中，所述可变电容电路中的AM立COUNTER计数器的时钟信号输入端CLK 输入的时钟控制信号CLKh可由整个容控数字频率调制电路输出的振荡频率信号/c提供，即 所述COM滞回比较器的比较输出端接AM立COUNTER计数器的时钟信号输入端CLK，如图 5所示。整个电路的工作过程及原理如下当整个电路输出高电平时，PMOS管MP12截止，PMOS管MPll、 NMOS管MN11和 NMOS管MN12导通，电容通过NMOS管MN12放电，充电电容两端电压降低。若充电电 容两本文档来自技高网...

【技术保护点】
容控数字频率调制电路，包括一个电容充放电电路，所述电容充放电电路由Ｉｍａｉｎ电流源、ＰＭＯＳ差分输入对和ＩＮＶ反向器、电流沉、以及ＣＯＭ滞回比较器构成；Ｉｍａｉｎ电流源输入端接外接电源ＶＤＤ，其输出端接ＰＭＯＳ差分输入对的ＰＭＯＳ管ＭＰ１１和ＰＭＯＳ管ＭＰ１２的源极；ＰＭＯＳ管ＭＰ１１的栅极接ＩＮＶ反向器的反相输出端，ＰＭＯＳ管ＭＰ１２的栅极接ＩＮＶ反向器的正相输入端和ＣＯＭ滞回比较器的比较输出端；电流沉的ＮＭＯＳ管ＭＮ１１和ＮＭＯＳ管ＭＮ１２的栅极互连，其源极接地；ＮＭＯＳ管ＭＮ１１的栅极和漏极互连并接ＰＭＯＳ管ＭＰ１１的漏极；ＰＭＯＳ管ＭＰ１２和ＮＭＯＳ管ＭＮ１２的漏极互连并接ＣＯＭ滞回比较器的比较输入端；　　　　其特征在于，它还包括一个可变电容电路，所述可变电容电路由主电容Ｃｍａｉｎ，ＮＭＯＳ开关管Ｍ０～ＭＮ和微调电容Ｃ０～ＣＮ以及Ｎ位ＣＯＵＮＴＥＲ计数器构成；主电容Ｃｍａｉｎ一端接ＮＭＯＳ管ＭＮ１２的漏极，即ＰＭＯＳ管ＭＰ１２的漏极或ＣＯＭ滞回比较器的比较输入端，另一端接地；Ｎ位ＣＯＵＮＴＥＲ计数器的输出端Ｑｉ（０≤ｉ≤Ｎ）接ＮＭＯＳ开关管Ｍｉ（０≤ｉ≤Ｎ）的栅极，其时钟信号输入端ＣＬＫ接时钟控制信号ＣＬＫｈ；ＮＭＯＳ开关管Ｍｉ（０≤ｉ≤Ｎ）的源极通过微调电容Ｃｉ（０≤ｉ≤Ｎ）接地，其漏极接ＮＭＯＳ管ＭＮ１２的漏极，即ＰＭＯＳ管ＭＰ１２的漏极或ＣＯＭ滞回比较器的比较输入端；　　　　ＣＯＭ滞回比较器的比较输出端输出整个容控数字频率调制电路的振荡频率信号ｆｃ。...

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：李泽宏，邵志刚，赖昌菁，张波，
申请(专利权)人：电子科技大学，
类型：发明
国别省市：90[中国|成都]