自适应同步整流控制电路及方法技术

本发明专利技术是指一种自适应同步整流控制电路及方法，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少同步整流晶体管，该自适应同步整流控制方法包括步骤如下：于该同步整流晶体管的节电容进行充电时，采样该同步整流晶体管的源－漏极电压，以防止其寄生二极管导通，以此优化对该同步整流晶体管的开关控制。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术是指一种，尤指一种应用于电源转换电路(POWER CONVERTER)的。
技术介绍
随着电力电子的发展，对于某些电子装置如个人计算机以及通讯器材所要求的输出电压越来越低、所要求的输出功率也越来越大。传统的电力电子转换电路至少会采用一个二极管以进行整流转换，显而易见地，在低电压输出的场合下，二极管的正向导通压降便成为限制转换器效率提升的主要原因。一般的解决方法是用一个晶体管代替二极管以进行整流，也就是所谓的同步整流技术。目前被用作为同步整流之用的晶体管多半为金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。请参阅图1，其为常用的半桥串联谐振转换电路的电路图。图1的半桥串联谐振转换电路(LLC-SRC)10是使用同步整流的金属氧化物半导体场效应管。在图1中，Q1和Q2为两个金属氧化物半导体场效应管，谐振电容Cs和谐振电感Ls则共同构成了一个谐振网络；Tr是一个以次级为中间抽头的变压器；S1和S2分别是变压器Tr次级的同步整流晶体管，其中D1和C1分别是同步整流晶体管S1的寄生体二极管和寄生节电容，而D2和C2则分别是同步整流晶体管S2的寄生体二极管和寄生节电容；Co为输出电容。金属氧化物半导体场效应管Q1和Q2是交错导通，其占空比分别为50％。当晶体管Q1获得控制脉冲而导通时，正向的电压Vr会加在谐振电容Cs及谐振电感Ls所共同构成的该谐振网络上，正向的电压Vr的电压极性如图1中所标注。此时，变压器Tr次级的同步整流晶体管S1导通，于是变压器Tr初级的电压被输出电容Co的电压箝位，谐振电容Cs和谐振电感Ls便产生谐振。如果谐振时间小于晶体管Q1的导通时间，便代表了转换电路10的谐振频率高于工作频率，则必须在该谐振结束之时关断同步整流晶体管S1以避免形成反向电流。同样地，当晶体管Q1关断、晶体管Q2导通以后，同步整流晶体管S2便导通，进入下半个谐振周期；同步整流晶体管S2在谐振结束的后即关断，以防止反向电流。请参阅图2，其为图1的LLC-SRC转换电路10在谐振频率高于工作频率的情况下的波形图，其中，Vgp为变压器Tr初级的金属氧化物半导体场效应管Q1及Q2的控制脉冲，Vgs为变压器Tr次级同步整流晶体管S1及S2的控制脉冲，Vr为加在该谐振网络上的电压，ir和im分别是通过该谐振网络的谐振电流和变压器Tr的激磁电流，而is1和is2分别为通过同步整流晶体管S1和S2的电流。由图2可看出，在t0至t1时刻，变压器Tr初级的晶体管Q1导通，该谐振网络承受正向电压而谐振，变压器Tr次级的同步整流晶体管S1导通，其电流值为谐振电流与变压器激磁电流的差值(在此假设变压器Tr的匝数比为1∶1)。在t1时刻，同步整流晶体管S1的电流过零，同步整流晶体管S1被关断，此时该谐振网络和变压器Tr的激磁电感Lm共同构成了另一个谐振网络，由于新的谐振网络的谐振周期很长，所以在t1-t3时刻内，可以将其谐振电流视为近似地保持不变。在t3时刻，变压器Tr初级的晶体管Q2和次级的同步整流晶体管S2导通，负向电压加在谐振电容Cs和谐振电感Ls所构成的该谐振网络上，进入下一个谐振周期。从LLC-SRC 10的工作过程可以看出，如果串联谐振转换电路工作在其谐振周期小于开关周期的情况下，则必须适当地控制变压器次级的同步整流晶体管的关断时间，整个电路才能正常运作。传统的LLC-SRC电路中常用来进行同步整流的控制方法有(1)采样同步整流晶体管的电流过零点来关断；以及(2)控制整流晶体管的固定导通时间。(1)采样同步整流晶体管的电流过零点来关断采样同步整流晶体管上的电流，并在电流过零时将同步整流晶体管关断；这种方法的优点是可以实现对同步整流晶体管的最佳控制，缺点是电流采样方法比较困难。(2)控制整流晶体管的固定导通时间相较于前一个方法，控制同步整流晶体管的固定导通时间的方法的实现比较简单；但缺点是适应能力差，如果电路参数不同，便无法达到对同步整流晶体管的最佳控制。此外，美国专利US6,870747号案件也提出另一种自适应性控制方法，其是采用数字控制方式，主要适用于脉宽调制(PWM)转换器的同步整流控制之中，通过检测同步整流晶体管的寄生体二极管是否导通，来针对同步整流晶体管作相应的控制。这种方法虽然在某些PWM转换器中可以实现对同步整流晶体管的良好控制，但在串联谐振电路中却不能实现对同步整流晶体管的最佳控制。这是因为在同步整流晶体管导通的后半期其电流接近于零，因此透过判断寄生体二极管是否导通的方式很难实现对同步整流晶体管在电流过零时关断的控制。此外，由于该案件所采用的是数字控制方法，因定时器的计数精度受限的缘故，较难应用到高频场合。再者，当PWM转换器工作在电流断续模式(DCM)下，同步整流晶体管的关断也需要在电流过零时执行，而与主PWM信号的关断信号没有直接联系，因此，这种方案对转换器工作在DCM时无法做到同步整流晶体管的最佳关断。请参阅图3(a)，其为同步整流晶体管S1或S2的等价模型的示意图。在图3(a)中，晶体管有三个端点，分别是源极s、漏极d以与门极g，Cp为其漏-源极间寄生节电容，Dp为其寄生体二极管。在PWM转换器中，若转换器工作在电流连续模式(CCM)下，可以假设流经同步整流晶体管的电流为恒定。请参阅图3(b)，其为PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下时、同步整流晶体管的主要电流及电压的示意图。在图3(b)中，isd为流经同步整流晶体管的电，Vgs为同步整流晶体管的控制脉冲，而Vds为同步整流晶体管的压降(也即，寄生节电容上Cp的电压)。如图3(b)所示，为同步整流晶体管的导通时间小于最佳导通时间；也即在t1时刻、同步整流晶体管上还有电流流过时就将同步整流晶体管关断。当同步整流晶体管关断以后，电流首先对同步整流晶体管的节电容Cp进行充电，因此电容电压会上升，上升的斜率由Cp的电容值和电流的大小所决定。而当电容电压上升到一定值以后，即被同步整流晶体管的体二极管Dp箝位，因此其具体值便是体二极管Dp的正向压降，电流透过体二极管导通，节电容电压一直保持一个恒定电位水平。在这种情形下，若是提早关断同步整流晶体管将会将降低转换器的运作效率。请参阅图3(c)，其为PWM转换器工作在电流连续模式(CCM)下，同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图。同样地，在t1时刻，当同步整流晶体管关断时，电流便对寄生节电容充电。由于在谐振转换电路中，当同步整流晶体管关断时，其电流已经是一个接近于零的较小值，因此这一较小电流对节电容充电会使得电容电压缓慢上升，其斜率也逐渐减小。在t2时刻电流过零时，寄生节电容Cp上的电压还没有上升到体二极管Dp的箝位值。从这个过程也可以看出，美国专利US6,870747号案件所提出仅仅透过体二极管Dp的是否导通以作为同步整流晶体管的控制方法，并不能达到同步整流晶体管的最佳控制。请参阅图3(d)，其为PWM转换器工作在电流断续模式(DCM)下，同步整流晶体管提早关断时主要电流及电压的示意图。如图3(d)所示，与串联谐振电路相类似，流经同步整流晶体管的电流线性下降，当在t1时刻过早关断同步整流晶体管时，小电流就对同步整流晶体管的节电容Cp时行充电，因此电容电压缓慢上升，同样其斜率也逐渐减小。当t2本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种高自适应同步整流控制电路，是应用于电源转换电路中变压器初级的主开关以及次级的至少一个同步整流晶体管，该自适应同步整流控制电路包括：信号预处理器，用以接收该同步整流晶体管的源－漏极电压，并输出预处理信号；信号调节器，用以接 收该预处理信号及预定电压，并输出同步整流控制信号；以及控制脉冲产生器，用以接收该同步整流控制信号，并根据同步于该主开关的同步脉冲信号而产生同步于该主开关的控制脉冲信号，再通过该控制脉冲信号控制该同步整流晶体管，其中该预定电压的选择使 得该同步整流晶体管的该源－漏极电压不大于该同步整流晶体管的寄生二极管的导通电压。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：陈立烽，刘腾，甘鸿坚，应建平，
申请(专利权)人：台达电子工业股份有限公司，
类型：发明
国别省市：71[中国|台湾]