自激式开关电源电路制造技术

将导通控制电路（１２、２３）的时间常数设定成在反馈绕组（２ｂ）电压的极性反转的状态下使振荡用场效应晶体管（３）的栅电压超过阈值电压Ｖ↓［ＴＨ］，在一次绕组（２ａ）的电压成为电源电压以下后，使振荡用场效应晶体管（３）导通，使蓄积于一次绕组（２ａ）间的杂散电容或振荡用场效应晶体管（３）的寄生电容的电荷缓慢地放电。从而，使在振荡用场效应晶体管（３）导通时发生的放电电流减少，结果，开关时的能量损耗少，且不发生噪声。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及自激式开关电源电路，具体涉及在停止变压器的一次绕组的励磁电流时，从二次输出绕组释放蓄积在变压器中的能量的回扫型自激式开关电源电路。
技术介绍
作为稳定电源，开关电源电路用于电池充电器或AC适配器等中。开关元件的驱动方式(开关方式)大致分为自激振荡方式和他激振荡方式两种，自激振荡方式通过以变压器等的电感部件的反馈绕组中产生的电压作为驱动信号正反馈给开关元件的控制端子来进行振荡动作。作为这样的自激式开关电源电路，已知如图4所示的电路(例如，参照日本专利文献特开2002-51546号公报)。以下，用图4至图6就该传统的自激式开关电源电路100进行说明。图中，1表示电压可能会变动的不稳定的直流电源，1a表示其高压侧端子，1b表示其低压侧端子。另外，2a表示变压器2的一次绕组，2b表示在变压器2的一次侧设置的反馈绕组，2c表示变压器2的二次输出绕组，3表示振荡用场效应晶体管(以下，用FET表示)。21表示在电路起动时用以向该FET3的栅极供给正向偏压(换言之，在阈值电压VTH以上的栅电压)的起动用电阻，与起动用电阻21串联连接的电阻25具有小于起动用电阻21的电阻值，从而，将直流电源1的电压分压并输出低直流电压时，使电路不起动。6表示防止对栅极的过大输入的齐纳二极管；12表示与反馈电阻23共同构成导通控制电路的、在反馈绕组2b和FET3的栅极之间串联连接的反馈电容；24表示用以阻止对栅极的过大输入的电阻；5表示将集电极连接于栅极、将发射极连接于低压侧端子1b的截止控制晶体管元件。另外，22表示与截止控制用电容11共同构成振荡稳定电路的控制用电阻；与截止控制用电容11之间的连接点与截止控制晶体管元件5的基极相连。在二次输出绕组2c侧所示的4和13分别表示构成整流平滑电路的整流用二极管与平滑电容，用以整流平滑二次输出绕组2c的输出，并输出到高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间。如此构成的自激式开关电源电路100中，一开始对电源1的高压侧端子1a和低压侧端子1b上施加直流电压时，经由起动用电阻21反馈电容12被充电(图中电容的下电极为+，上电极为-)，反馈电容12的充电电压慢慢地上升。当反馈电容12的充电电压达到阈值电压VTH时，对FET3的栅极施加正向偏压，FET3导通(漏极-源极之间导通)。参照图5、图6，说明FET3导通之后的自激振荡动作。图5和图6表示在图4所示的传统的自激式开关电源电路100中，以200V的直流电源1为电源电压施加，设起动用电阻21和电阻25的电阻值分别为1.5MΩ和100kΩ、反馈电容12的容量和反馈电阻23的电阻值分别为0.01μF、100Ω，并在自激振荡的状态下的图4的(1)至(6)所示的各部分的工作波形。若FET3导通，且在串联连接的一次绕组2a上开始流过来自直流电源1的励磁电流，则在变压器2的各绕组上产生感应电动势(参照图6的t12到t10之间的用(5)表示的反馈绕组2b的电压波形)，并在变压器2上蓄积励磁能量。这时，在反馈绕组2b中作为驱动信号发生的电压经由控制用电阻22将截止控制用电容11充电，截止控制晶体管5的基电压上升(图5(a)的t12到t10)。另外，从t12到t10中表示的FET3的导通期间中，在反馈绕组2b上发生的感应电压(图6的(5))与反馈电容12的充电电压(图6的(6))重叠，将FET3的栅电压(图6的(2))维持在其阈值电压VTH以上的电压。这时，由齐纳二极管6阻止对栅极的过大输入。若截止控制用电容11被充电，且该充电电压(截止控制晶体管5的基电压)达到预定偏压以上(图5(a)的t10)，则在该截止控制晶体管5上流过基电流，集电极-发射极之间成为导通状态。结果，FET3的栅极实际上通过截止控制晶体管5与低压侧端子1b成为短路状态(图5(b)、图6的(2))，FET3截止。这样若FET3截止且流过变压器的电流实质被遮断，则在各绕组上产生回扫电压(感应反电动势)(图5(d)的t10到t11)。这时，在二次输出绕组2c上发生的回扫电压通过由整流用二极管4和电容13形成的平滑整流电路被整流平滑，并作为向连接于输出线20a、20b之间的负载供给的功率输出。另一方面，在反馈绕组2b上发生的回扫电压和在二次绕组2c中由连接于输出侧的负载发生的回扫电压成比例，基于该反馈绕组2b上发生的回扫电压(图6的t10到t11之间的(5))，反馈电容12被充电(图6的t10到t11之间的(6)，图4中下电极为+，上电极为-)。这时，齐纳二极管6对FET3的栅极施加逆向偏压，且作为从低压端子1b侧使反馈电容12充电的充电电流的路径起作用。若由于感应反电动势而在二次输出绕组2c中蓄积的电能的释放结束(图5(d)、图6的t11时)，则对栅极作为逆向偏压作用的反馈绕组2b的回扫电压下降(图6的t11到t12之间的(5))，因此，由于一直保持在反馈电容12的充电电压(图6的(6))，FET3的栅电压超过阈值电压VTH(图5(b)与图6的(2)的t12)，FET3再导通，这样重复一连串的振荡动作。在该传统的自激式开关电源电路100中，确定由反馈电容12和反馈电阻23构成的导通控制电路的时间常数，使反馈电容12用反馈绕组2b中发生的回扫电压(图6的t10到t11之间的(5))迅速充电。就是说，在变压器中蓄积的能量从二次输出绕组2c释放的t11时之前，使反馈电容12大致达到充电电压(回扫电压)地确定导通控制电路的时间常数，从而，在变压器的能量被释放且回扫电压下降时，FET3迅速转移到下一导通动作。如图5(d)所示，通过导通动作FET3的漏极(一次绕组2a侧)电压从t12的电源电压200V左右变到0V，从直流电源1开始流出励磁电流。另一方面，在一次绕组2a或FET3中，存在绕组间的杂散电容或漏极-源极间的寄生电容，由于这些电容通过以截止期间中的一次绕组2a的一侧为高压侧的回扫电压充电，因此，若在FET3的漏极(一次绕组2a侧)电压不充分下降即200V前后的状态下导通，则会急剧放电。结果，发生如图5(c)的A所示大小的放电电流，FET3等的开关元件的损耗增大，同时成为产生噪声的原因。
技术实现思路
鉴于上述的问题，本专利技术目的在于提供这样的自激式开关电源电路在振荡用场效应晶体管导通时减少发生的放电电流，结果，开关时的能量损耗少，且不发生噪声。本专利技术的自激式开关电源电路中设有备有一次绕组、二次输出绕组和反馈绕组的变压器；与一次绕组串联连接到直流电源，并在栅电压达到阈值电压VTH时导通的振荡用场效应晶体管；在直流电源的高压侧端子和振荡用场效应晶体管的栅极之间连接的起动用电阻；由在反馈绕组和振荡用场效应晶体管的栅极之间串联连接的反馈电容和反馈电阻构成的导通控制电路；以及在振荡用场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子之间连接，并在振荡用场效应晶体管进行导通动作之后，经过预定时间后使栅极和低压侧端子之间导通，并使振荡用场效应晶体管截止的截止控制晶体管。在振荡用场效应晶体管截止后，通过由反馈绕组上发生的回扫电压充电的反馈电容的充电电压，将栅电压提升到阈值电压VTH，对振荡用场效应晶体管再次进行导通控制。在这样的自激式开关电源电路中，将导通控制电路的时间常数设定为，蓄积在变压器中的能量从二本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种自激式开关电源电路，其特征在于：其中设有备有一次绕组（２ａ）、二次输出绕组（２ｃ）和反馈绕组（２ｂ）的变压器（２）；与一次绕组（２ａ）串联连接到直流电源（１），并在栅电压达到阈值电压Ｖ↓［ＴＨ］时导通的振荡用场效应晶体管（３）；在直流电源（１）的高压侧端子（１ａ）和振荡用场效应晶体管（３）的栅极之间连接的起动用电阻（２１）；由在反馈绕组（２ｂ）和振荡用场效应晶体管（３）的栅极之间串联连接的反馈电容（１２）与反馈电阻（２３）构成的导通控制电路；以及在振荡用场效应晶体管（３）的栅极和直流电源（１）的低压侧端子（１ｂ）之间连接，在振荡用场效应晶体管（３）进行导通动作之后，经过预定时间后使栅极和低压侧端子（１ｂ）之间导通，并使振荡用场效应晶体管（３）截止的截止控制晶体管（５）；在振荡用场效应晶体管（３）截止后，通过由反馈绕组（２ｂ）上发生的回扫电压充电的反馈电容（１２）的充电电压，将栅电压提升到阈值电压Ｖ↓［ＴＨ］，对振荡用场效应晶体管（３）再次进行导通控制的自激式开关电源电路中，将导通控制电路的时间常数设定为，蓄积在变压器（２）中的能量从二次输出绕组（２ｃ）释放并至少在反馈绕组（２ｂ）的电压极性反转的状态下，栅电压超过阈值电压Ｖ↓［ＴＨ］。...

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：饴井俊裕，
申请(专利权)人：SMK株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]