本发明专利技术提供了一种用于通过在空载时用较长的关断时间保持减小的占空因数，同时保持输出电压摆动接近于满载电平，来为振铃扼流变换器减小备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应方法。该减小的占空因数防止来自相对于满载电平更高的摆动的输出电压，从而提供开路反馈环系统中的良好的空载和满载输出调节。该电路和方法通过使用由齐纳二极管驱动的关断晶体管来增加主开关的关断时间，从而甚至用非常小的控制电流也能保持导通和延长主开关的关断时间，以提供低空载开关频率和占空因数。该电路和方法优选地仅使用成本较低的基本分立变换器组件而不是成本更高的集成电路来实现这些优点。
【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及功率变换器，更具体地涉及DC-DC变换器的用于减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法。
技术介绍
很多使用低功率变换器的电子设备典型地不具有通/断开关，并经常被永久地“插进”墙上插座。例如，当设备断电并且电池被充满时，低功率变换器的“备用”功率消耗使公共电力供应承受相当大的负载。这种关系已经促成关于外部电源效率的欧洲委员会管理法规，例如，在2005年之前，承诺其签署者达到300mW的最大空载功率消耗。因此，环境和经济上的考虑使得需要较大地降低低功率变换器的备用功率。除降低备用功率外，还需要保持功率变换器的良好的负载调节，使得在待机和满载时的输出电压之间的差别达到最小。设计用于开环运行的常规的低功率变换器典型地显示出不佳的输出电压调节和在空载时的相当高的功率损耗。为了克服该缺点，现有技术的变换器已经实现了改善输出电压负载调节和降低备用功率消耗的集成电路。图1示出了设计用于开环运行的现有技术的功率变换器10。在输入终端12和14上，来自外部AC电源(未示出)的输入AC电压典型地通过二极管电桥8被转换成DC功率。如图1所示，功率变换器10是DC-DC振铃扼流变换器(下文中称作RCC)。如本
中公知的，在常规RCC中，主开关被连接到变压器的初级绕组，输出通过自激振荡被提供给次级绕组。在额定负载上，主开关的导电时间被延长，以提供固定的负载电流。在备用功率较低或空载条件下，需要的负载电流是最小的，所以按照惯例，增加主开关的频率以相应地缩短导电时间。但是，当增加主开关的转换频率时，功率变换器的转换损耗也增加。因此，常规功率变换器具有不合乎需要的高空载备用功率消耗。如图1所示，功率变换器10包括具有初级绕组66、次级绕组68、以及辅助绕组20的变压器56。初级绕组66的一端被连接到输入DC电压所耦合的输入终端12。初级绕组66的另一端连接到主开关46的集电极。主开关46典型地是NPN晶体管，如图1中所示。可替代地，主开关46可以是MOSFET或其它适合的开关元件。主开关46的发射极通过电阻器44连接到负极输入终端14。次级绕组68的输出端通过包括以常规方法连接的二极管58和电容器60的整流/平滑电路连接到变换器10的输出终端62和64。在运行中，在主开关46的通电期间，能量存储在初级绕组66中。主开关46的通电时间由连接到主开关46基极，即它的控制输入端，的信号控制。辅助绕组20具有与初级绕组66相同的极性。辅助绕组20的一端连接到负极输入终端14。电阻器22在主开关46的基极与辅助绕组20的另一端之间与电容器24串连。开关30连接在输入终端14和主开关46的控制输入端之间。开关30典型地是NPN晶体管，其发射极连接到输入终端14。电容器32跨接在晶体管30的基极和发射极两端。电阻器42串连在晶体管30的基极和电阻器44与主开关46发射极的联接点之间。电容器36与电阻器38并联在节点75和输入终端14之间。电阻器26与二极管34串连在节点75和辅助绕组20的端子之间。二极管34的阳极连接到节点75，阴极连接到电阻器26。齐纳二极管40的阳极连接到节点75，阴极连接到主开关46的基极。功率变换器10包括串连在输入终端12和主开关46的控制输入端之间的起动电阻器18。在运行中，在变换器10起动时，在输入终端上提供的输入DC电压使电容器16充电，电流流过为主开关46的基极充电的起动电阻器18。当主开关46的基极和发射极之间的电压差(Vbe)超过预定阈值时，典型是0.6V，主开关46被导通。因此，流过主开关46的电流连接到初级绕组66，并且能量被存储在这里。主开关46的导电状态导致电压发展到电阻器44两端。电阻器两端的电压信号连接到开关30的基极。当基极上有足够的电荷时，开关30被转换成导电状态。开关30的导电状态导致开关46关断。因此，能量从初级绕组66转移到次级绕组68，并且辅助绕组20被充电。来自次级绕组68的能量通过由二极管58和电容器60形成的整流/平滑电路，连接到输出终端62、64。当来自次级绕组68的能量耗尽时，辅助绕组20两端的电压反向。通过辅助绕组20两端建立的电势，开关46被接通，使得该循环得以重复。在变换器10的低负载或空载条件下，开关30对主开关46的转换的控制减小。对于变换器10在空载条件下的运行，能量变换是通过主开关46的转换动作完成的，主开关46是通过辅助绕组20两端电压电势的消失和建立来驱动的。根据下面公式大致地限制空载电平上的输出电压，Vo。Vo＝(Ns/Nc)*(Vz40+Vbe)其中Ns是次级绕组68的匝数，Nc是辅助绕组20的匝数，Vz40是稳压二极管40两端的电压。齐纳二极管40抽出辅助绕组20的一部分供电电流，以便于控制主开关46的基极电流，从而控制它的接通时间(Ton)，以便于更具体地根据下面的公式限制Vo，下面的公式将Vo表示为导通和关断时间的函数Vo＝(Ns/Np)*Vin*(Ton/Toff)其中Vin是输入DC电压，Np是初级绕组66的匝数，Toff是主开关46的关断时间。当齐纳二极管40两端的电压和电容器36两端的电压之间的电压差低于主开关46的合适的电平Vbe时，主开关46开始关断。在空载条件下，由于dt＝Lp(di)/Vin中的(di)非常小；其中Lp是初级绕组66的感应系数，所以开关进行得较快。主开关46的开关频率越高，功率变换器10的开关损耗就越高。因此，功率变换器10的空载备用功率消耗相当高，高于上面参考的300mW的欧洲委员会标准。另外，因为功率变换器10的主开关46的开关是不中断的，输出电压Vo随着负载减少持续上升，这是由于在辅助绕组20处减少的电压峰值使得齐纳二极管40将更准确。因此，功率变换器10空载和满载时的输出电压之间有很大差值。这样，除备用或空载时的实际功率消耗外，功率变换器10显示出不佳的电压调节。因此，需要一种用于为振铃扼流变换器减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法。特别地，需要开环系统中的这种电路和方法。还需要用于通过使用简单的、低成本的分立组件来提供减少的备用功率和改善的调节的电路。
技术实现思路
本文通过提供一种用于为振铃扼流变换器减少备用功率和改善空载到满载调节的电路和相应的方法，来解决现有技术设备中存在的问题。本专利技术的电路和相应方法所具有的优点是，通过在这些条件期间提供低开关频率非突发式(non-bursting)操作或脉冲串模式(burstmode)操作，来充分降低空载和备用功率条件下的功率消耗，从而减少不期望的开关损耗。脉冲串模式(突发式(bursting))操作是开关模式中的操作，用于由不发生开关的较长间隔所分隔的预定时间。本专利技术的另一个优点是，其通过保持在空载时具有较长关断时间的较短的占空因数并同时保持输出电压靠近满载电平摆动，使用开路反馈环系统，来提供改善的空载到满载输出电压调节。本专利技术所提供的减少的占空因数防止输出电压相对于满载电平向高摆动，从而即使在开路反馈环系统中也能提供良好的空载和满载输出调节。本专利技术的再一个优点是，其通过使用齐纳二极管驱动的关断晶体管来增加主开关的关断时间，提供非常低的空载开关频率和占空因数，从而即使基极电流很小也能保持导通并且延长了主开关的本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种在开路反馈环系统中提供空载到满载调节和在功率变换器的低负载或空载条件下减小功率消耗的方法使用第一开关控制流过变压器的初级绕组的电流，包括以下步骤：通过自激振荡向所述变压器的次级绕组提供输出；通过由齐纳二极管驱动的 第二开关增加在空载时所述第一开关的关断时间；通过由所述变压器的辅助绕组充电的第一电容器保持所述齐纳二极管导通；以及使用非常小的控制电流保持所述第二开关导通，以延长所述第一开关的所述关断时间，使得在空载时保持所述第一开关的具有 较长关断时间的减小的占空因数，并充分地减小在低负载或空载条件下所述输出电压和在满载条件下所述相应的输出电压之间的差。
【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】...
【专利技术属性】
技术研发人员：S马班塔，D雷耶斯，M蓬斯，
申请(专利权)人：雅达电子国际有限公司，
类型：发明
国别省市：HK[中国|香港]
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