高压输入的零电压开关直流变换器制造技术

一种高压输入的零电压开关直流变换器，属电能变换装置的直流变换器，该变换器由两个双管正激变换器电路串联组合构成，两个双管正激变换器电路中的单个开关管用两个串联开关管代替，两个双管正激变换器共用一个高频隔离变压器。利用串联在变换器电路原边的耦合电感中存储的能量实现开关管的零电压开关。该变换器还可在变换器的原边加入两个箝位二极管，将开关管的电压应力箝位在输入电压的四分之一。因此，该变换器不仅可靠性高，不存在桥臂直通问题，而且提高了变换器效率和功率密度，适用于高压直流输入场合。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术的高压输入的零电压开关直流变换器，属电能变换装置的直流变换器。
技术介绍
随着国民经济的发展，各种用电设备越来越多。由于大多用电设备的输入采用的是不控整流方式，输入端电流的谐波含量很高，这样就给电网带来了大量的“谐波污染”，而且增加了电网的损耗。为此国际电工委员会制定了IEC61000-3-2标准，对用电设备输入电流的谐波含量作了严格的限制，因此必须在用电设备的输入端加入一级功率因数校正装置，以提高输入端的功率因数。中大功率开关电源的输入电压一般为380VAC±20％，整流后的直流母线电压最高会达到640V；如果采用三相功率因数校正技术，直流母线电压将达到760-800VDC，有甚至达到1000VDC以上，这将对后一级直流变换器开关管的电压等级提出更高的要求。目前，地铁、城轨交通供电电压也从早期的600VDC和750VDC提高到1500VDC。另外，一些矿业生产中，需要高压大功率电机才能实现大功率的电机拖动，这种高压大功率电机输入电压达2000V～3000V，因此很难选取合适的开关管。高耐压功率MOSFET的导通电阻大，导通损耗也大，这将导致变换器的效率降低。所以在这种应用场合，一般使用IGBT作为主功率开关管，因为IGBT在高压条件下，仍然有较小的饱和导通压降，因此可减小变换器的导通损耗。但是由于IGBT存在电流拖尾现象，因此变换器的开关频率受到限制，使得变换器的变压器和输出滤波器的体积增大，很难提高变换器的功率密度。为了降低变换器开关管的电压应力，可以采用多电平变换器，但是多电平变换器存在桥臂直通的危险，降低了变换器的可靠性，而且控制比较复杂。近年来，工业上也采用多模块输入串联输出并联组合变换器应用于高输入电压场合，但是这种变换器存在输入分压电容均压和输出均流问题，增加了控制电路的复杂性。
技术实现思路
本专利技术的目的在于针对现有技术的不足，提出一种高压输入的零电压开关直流变换器，以克服现有技术存在的桥臂直通问题，提高可靠性，降低开关损耗，提高变换效率和功率密度，降低对高压大功率器件的耐压要求，达到适用于高压直流输入场合的目的。本专利技术的高压输入的零电压开关直流变换器，其特征在于由两个双管正激变换器电路串联组合构成，每个双管正激变换器电路中的每个单个开关管用两个功率开关管串联来代替双管正激变换器的单个开关管，两个双管正激变换器共用一个高频隔离变压器，利用串联在变换器原边的耦合电感中存储的能量实现开关管的零电压开关。四附图说明附图1是高压输入的零电压开关直流变换器电路结构示意图。附图2是带箝位二极管的高压输入的零电压开关直流变换器电路结构示意图附图3是高压输入的零电压开关直流变换器主要波形示意图。附图4-9是各开关模态的等效电路结构示意图。上述附图中的主要符号名称Vin——电源电压。Q1～Q8——功率开关管。C1～C8——功率开关管的寄生电容。D1～D8——功率开关管的体二极管。Df1～Df8——续流二极管。Dc1～Dc2——箝位二极管。Cd1～Cd4——输入分压电容。Tr——高频隔离变压器；变压器原副边变比为K。Lr1、Lr2——耦合电感。NP1、NP2——高频隔离变压器原边绕组；NS1、NS2——高频隔离变压器副边绕组。DR1、DR2——输出整流二极管。Lf——滤波电感。Cf——滤波电容。RLd——负载。Vo——输出电压。Io——输出电流。vrect——输出整流电压。iNp1、iNp2——通过高频隔离变压器原边绕组NP1、NP2的电流。五具体实施例方式附图1是高压输入的零电压开关直流变换器电路结构示意图。由两个双管正激变换器电路串联组合构成，共用一个高频隔离变压器。输入分压电容Cd1、Cd2，功率开关管Q1～Q4、续流二极管Df1～Df4，高频隔离变压器Tr原边绕组NP1和耦合电感Lr1组成一路双管正激变换器；输入分压电容Cd3、Cd4，功率开关管Q5～Q8、续流二极管Df5～Df8，高频隔离变压器Tr原边绕组NP2和耦合电感Lr2组成另外一路双管正激变换器。由输出整流二极管DR1和DR2，输出滤波电感Lf，输出滤波电容Cf组成整流滤波电路，RLd是负载。控制方法如下两路双管正激变换器180°互补工作。开关管Q3、Q4和开关管Q7、Q8为180°互补导通，开关管Q1、Q2和开关管Q3、Q4同时开通，开关管Q1、Q2相对于开关管Q3、Q4提前一个相位关断；开关管Q5、Q6和开关管Q7、Q8同时开通，开关管Q5、Q6相对于开关管Q7、Q8提前一个相位关断。开关管Q1、Q2和开关管Q5、Q6 PWM工作，通过调节开关管Q1、Q2和开关管Q5、Q6的脉冲宽度来调节输出电压。控制芯片可以采用两片3525。下面以附图1为主电路结构，结合附图3～9叙述本专利技术的具体工作原理。由附图3可知整个变换器在一个开关周期有12种开关模态，分别是、、、、、、、、、、、(见附图3)，其中，为前半周期，为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。在分析之前，作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和变压器均为理想元件；③滤波电感Lf足够大，可等效为电流为输出电流Io的电流源。1.开关模态1t1时刻，开关管Q1～Q4已经开通，通过高频隔离变压器原边绕组NP1的电流iNp1线性增加。由于电流iNp1不足以提供负载电流，副边整流二极管DR1、DR2同时导通续流。2.开关模态2t1时刻电流iNp1上升到Io/K，整流二极管DR2截止。变换器通过绕组NP1向负载传递能量。3.开关模态3t2时刻，开关管Q1、Q2关断，此时变换器谐振工作，参与谐振的是耦合电感Lr1和Lr2、电容C1、C2，以及电容C5～C8。电容C1、C2被充电，电容C5～C8被放电，由于有电容C1、C2和C5～C8开关管Q1是零电压关断。当开关管Q1、Q2两端电压上升到Vin/4时该模态结束。4.开关模态4t3时刻续流二极管Df3导通，整流管二极管DR1、DR2同时导通续流，变压器原副边电压被箝位为零，开关管Q5～Q8两端电压下降为Vin/8。5.开关模态5t4时刻开关管Q3、Q4关断，电容C3、C4使开关管Q3、Q4近似为零电压关断。耦合电感Lr1向耦合电感Lr2传输能量，耦合电感Lr1与电容C3、C4谐振工作，开关管Q3、Q4两端电压上升；耦合电感Lr2与电容C5～C8谐振工作，开关管Q5～Q8两端电压下降。当开关管Q3、Q4两端电压上升到Vin，开关管Q5～Q8两端电压下降到零时该模态结束。6.开关模态6 t5时刻，续流二极管Df1～Df8导通，电流iNp1、iNp2线性下降。此时可以零电压开通开关管Q5～Q8。t6时刻，电流iNp1、iNp2下降为零。变换器开始另一半周期工作，其工作情况类似于上述的半个周期。由以上描述可知，本专利技术是一种适用于高压输入的零电压开关直流变换器，具有如下优点①该变换器开关管电压应力为输入电压的四分之一，适用于高压输入场合。②利用耦合电感中存储的能量实现开关管的零电压开关，提高了变换器效率和功率密度。③该变换器保留了双管正激变换器无桥臂直通、可靠性高的优点。附图2是带箝位二极管的高压输入的零电压开关直流变换器的电路结构示意图。与附图1不同的是，在每个双管正激变换器电路的输出端均反向并联箝位二本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种高压输入的零电压开关直流变换器，其特征在于，由两个双管正激变换器电路串联组合构成，将两个双管正激变换器电路中的每个单个开关管用两个开关管串联来代替，两个双管正激变换器共用一个高频隔离变压器。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：龚春英，毛赛君，王慧贞，严仰光，
申请(专利权)人：南京航空航天大学，
类型：发明
国别省市：84[中国|南京]