本发明专利技术提供了一种ＤＣ－ＤＣ变换器及控制装置和方法、电源装置和电子设备。当执行升压脉宽调制控制和降压脉宽调制控制两者时，升压脉宽调制控制的导通／关断切换定时的偏移和／或降压脉宽调制控制的导通／关断切换定时的偏移被改变，使得升压脉宽调制控制的导通／关断切换定时的偏移和降压脉宽调制控制的导通／关断切换定时的偏移变得相同。通过使升压脉宽调制控制的导通／关断切换定时和降压脉宽调制控制的导通／关断切换定时同步，可以减小开关损耗。
【技术实现步骤摘要】
本专利技术涉及用于通过执行多种脉宽调制(PWM)控制中的至少一种来将输入电压变换成预定输出电压的直流—直流(DC-DC)变换器、用于控制这种DC-DC变换器的DC-DC变换器控制装置、通过这种DC-DC变换器或DC-DC变换器控制装置来变换电压的电源装置和电子设备，以及利用上述方法的DC-DC变换器的控制方法。
技术介绍
诸如移动电话或笔记本大小的个人计算机之类的便携式电子设备使用电池作为电源。然而，由于电池的输出经历诸如由于放电而引起的输出降低之类的变化，因此便携式电子设备包括DC-DC变换器，用于将电池的输出电压变换成设备中要使用的电压(例如参见日本专利申请早期公开No.10-225108(1998))。公知的用于变换电压的方法有三种降压(step-down)方法、升压(step-up)方法和升/降压方法。在降压方法中，所使用的电池具有比设备中要使用的电压高的输出电压，该输出电压通过降压DC-DC变换器被降压到设备中要使用的电压。利用此降压方法，虽然仅能输出等于或低于电池输出电压的电压，但可以实现极高的变换效率，例如90％至95％。在升压方法中，所使用的电池具有比设备中要使用的电压低的输出电压，该输出电压通过升压DC-DC变换器被升压到设备中要使用的电压。利用此升压方法，虽然可以输出等于或高于电池输出电压的电压，但变换效率不高于80％至88％。升/降压方法用于电池输出电压升到设备中要使用电压以上和降到设备中要使用电压以下的情况，其中在输出电压低于或高于设备中要使用的电压时，通过升/降压DC-DC变换器将电池的输出电压升压或降压到设备中要使用的电压。图1是示出了传统反激(flyback)升/降压DC-DC变换器的配置示例的电路示意图，所述DC-DC变换器使用了变压器。输入电压端Vin与作为开关电路的n型场效应晶体管1(以下称为FET 1)的输入端(漏极)连接，变压器T的初级绕组L1的输入端与FET 1的输出端(源极)连接，并且初级绕组L1的输出端与接地端连接。此外，FET 1的控制端(栅极)与控制单元2的输出端DH1连接，并由控制单元2来导通/关断。变压器T的次级绕组L2的输入端与接地端连接，并且作为同步整流电路的FET 4的输入端(源极)与次级绕组L2的输出端连接。FET 4的输出端(漏极)与DC-DC变换器的输出电压端Vout连接，并且FET 4的控制端(栅极)与控制单元2的输出端DL1连接，并由控制单元2来导通/关断。这里，输出端DL1输出信号*Q，该信号是通过将输出端DH1的输出信号Q反相而获得的。DC-DC变换器的输出电压端Vout经由用于进行平滑的平滑电容器C1与接地端连接，并且与控制单元2的FB端连接。控制单元2的FB端经由电阻器R1和电阻器R2的串联电路与接地端连接。电阻器R1和电阻器R2之间的节点与误差放大器ERA的反相输入端连接。此外，参考电压源e1与误差放大器ERA的正相输入端连接。误差放大器ERA的输出端与用于PWM控制的比较器PWM的正相输入端连接，并且用于输出三角波的振荡器OSC与比较器PWM的反相输入端连接。控制单元2将通过电阻器R1和R2对DC-DC变换器的输出电压Vout进行分压而获得的电压与参考电压e1比较，并从误差放大器ERA输出对应于该差值的电压。比较器PWM将误差放大器ERA的输出电压与振荡器OSC的输出电压比较，并在误差放大器ERA的输出电压高于振荡器OSC的输出电压时输出ON信号。因此，比较器PWM的输出信号的脉宽根据误差放大器ERA的输出电压而增大或减小。比较器PWM的输出Q被提供给FET 1，而反相输出*Q被提供给FET4。因此，当比较器PWM输出ON信号时，FET 1导通，FET 4关断。相反，当比较器PWM输出OFF信号(不输出ON信号)时，FET 1关断，FET 4导通。当FET导通时，由于输入电压Vin被施加到变压器T的初级绕组L1，因此流过初级绕组L1的电流增大。这里，由于FET 4关断，因此没有电流流过变压器T的次级绕组L2，并且能量存储在变压器T的初级绕组L1中。然后，当FET 1关断并且FET 4导通时，存储在变压器T的初级绕组L1中的能量从次级绕组L2释放到平滑电容器C1。如上所述，当FET 1导通时(Ton)，能量存储在变压器T的初级绕组L1中，并且当FET 1关断时(Toff)，存储在初级绕组L1中的能量从次级绕组L2释放。假定初级绕组L1和次级绕组L2之间的匝数比是1∶1，则输出电压Vout由以下关系式表示。Vout＝(Ton/Toff)×Vin因此，通过改变FET 1的导通/关断比，输出电压Vout可以比输入电压Vin更大，也可以更小。然而，由于用于存储能量的线圈L1不同于用于释放能量的线圈L2，因此存在下述问题电源变换效率例如依赖于线圈之间的耦合程度。另一方面，图2中示出的是使用同一线圈作为用于存储能量的线圈和用于释放能量的线圈的传统升/降压DC-DC变换器。在图2中，添加了作为开关电路的FET 3和作为同步整流电路的FET 2，以便用扼流线圈L1来代替变压器T，并共享变压器T的初级绕组L1和次级绕组L2。FET 3的输入端(漏极)与扼流线圈L1的输出端连接，并且FET 3的输出端(源极)与接地端连接。与控制单元2的输出端DH1连接的FET 3的控制端(栅极)由控制单元2与FET 1同时地导通/关断。此外，FET 2的输入端(漏极)与扼流线圈L1的输入端连接，并且FET 2的输出端(源极)与接地端连接。与控制单元2的输出端DL1连接的FET 2的控制端(栅极)由控制单元2与FET 4同时地导通/关断。当FET 1和FET 3导通时，FET 4和FET 2关断，并且扼流线圈L1的输入端提供输入电压Vin，使得输入电压Vin被施加到扼流线圈L1上，并且流过扼流线圈L1的电流增大。然后，当FET 1和FET 3关断并且FET 4和FET 2导通时，扼流线圈L1的输出端与DC-DC变换器的输出端Vout连接，使得存储在扼流线圈L1中的能量释放到平滑电容器C1。利用图2所示的DC-DC变换器，由于用同一线圈作为用于存储能量的线圈和用于释放能量的线圈，因此DC-DC变换器的效率不依赖于例如图1所示的初级绕组L1和次级绕组L2之间的耦合程度。然而，利用图2所示的DC-DC变换器，由于总共四个开关——FET 1和FET 3、FET 4和FET 2——被导通/关断，即，由于两倍于图1所示的DC-DC变换器的开关同时被导通/关断，因此降低了开关驱动的效率。这里，在图2所示的DC-DC变换器的控制单元2中，FET 1、FET 2和扼流线圈L1组成了降压DC-DC变换器。此外，扼流线圈L1、FET 3和FET 4组成了升压DC-DC变换器。即，图2所示的DC-DC变换器是由共享扼流线圈L1的串联连接的降压DC-DC变换器和升压DC-DC变换器组成的升/降压DC-DC变换器，并可被改写为图3的电路图中的样子。在图3中，降压比较器PWMD是用于执行降压操作的PWM控制的比较器，并执行FET 1和FET 2的导通/关断控制。类似地，升压比较器PWMU是用于执行升压操作的PWM控制的比较器，并执行FET 3和FET4的导通/关断控制。此本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种直流－直流变换器，用于通过执行多种脉宽调制控制中的至少一种，将输入电压变换成预定输出电压，其特征在于包括偏移改变电路，用于基于正在执行的脉宽调制控制的种类，改变脉宽调制控制的导通／关断切换定时的偏移。
【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：笠井稔彦，木崎贵洋，伊藤秀信，
申请(专利权)人：富士通微电子株式会社，
类型：发明
国别省市：JP[日本]
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