本发明专利技术涉及调制器和相关联的方法，其包括计算块，其配置成接收已调制基带信号的多个数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本。调制器还包括转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，以及数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间的方波输出信号。
【技术实现步骤摘要】
【专利说明】产生用于调制器中的DAC的数据相关时钟的系统和方法
技术介绍
用于无线收发器的极性调制器提供相比于传统的I/Q收发器的实施的若干益处， 诸如由于更低的峰均振幅比和半时钟本地振荡器（L0)的分布所致的更低的电流消耗。极 性调制器还表现出无计数器互调，并且由于极性调制器对再调制（re-modulation)不敏 感，因此，更高的输出功率是可能的。此外，在极性调制器的情况下，不存在支持数字预失真 所要求的更宽的信号带宽的限制。 极性调制器概念将调制信号分离为振幅调制（AM)信号和相位调制（PM)信号。在 极性调制中使用的符号或点对应于在矢量调制的概念中利用的笛卡尔坐标或从其转换。尤 其极性调制概念提供了电源效率的优点。【附图说明】 图1是示出根据本公开的一个示例的极性调制器的框图。 图2A-2C是示出连续的基带相位、连续的载波相位以及连续的组合复杂基带和载 波相位的图表。 图3A是示出根据本公开的一个示例的在为180°的整数倍的预定相位交叉的振 幅跳跃的图表。图3B是示出具有例如在180°的整数倍跨越预定相位交叉的相邻采样的组合复 杂基带和载波相位的数字相位采样的图表。 图3C是示出根据本公开的另一个示例的在示于图3A的不同的预定相位交叉的振 幅跳跃的图表。 图3D是示出根据本公开的一个示例的图3B的一部分的分解图以更好地示出与预 定相位交叉相关联的时间样本的计算的图表。 图4A是示出与固定时钟的边沿相关联的多个振幅采样的图表。 图4B是示出图4A中所示的一部分的分解图的图表，其中与跨越确定的时间样本 的固定时钟的边沿相关联的振幅值用来内插与所确定的时间样本相关联的数字振幅值。 图5是示出根据本公开的一个示例的第一处理电路的示意图。 图6是示出根据本公开的另一个示例的第二处理电路的示意图。 图7是示出根据本公开的一个示例的接收控制信号和高频时钟并且输出形成数 据相关时钟（datadependentclock)的上升沿和下降沿的数字时间转换器（DTC)。 图8是示出根据本公开的一个示例的具有对应于与预定相位交叉相关联的确定 的时间样本以及与所确定的时间样本同步的振幅数据相关联的振幅的过渡的方波输出波 形的图表。 图9是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。 图10是示出根据图9所示的示例性调制器的第二处理电路的示意图。 图11是示出根据本公开的一个示例的使用数据相关时钟产生极性调制器输出信 号的方法的流程图。 图12是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。 图13是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。 图14是示出根据本公开的一个示例的用于识别I/Q域中的预定相位交叉的调制 器的框图。 图15是示出根据本公开的另一个示例的用于识别I/Q域中的预定相位交叉的调 制器的框图。【具体实施方式】 本公开包括系统和方法，其确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间 样本（timeinstance)，并且使用该预定的时间样本产生数据相关时钟。数据相关时钟接着 用来对数字模拟转换器进行定时，以产生具有对应于预定相位交叉的时间过渡的极性调制 器输出。 在极性调制器中，所接收的笛卡尔信号（S卩，同相（I)和正交（Q)信号）转换成表 示振幅部分（R)和相位部分的极性等价物。极性信号接着处理，其中振幅信号部分在 数字模拟转换器（DAC)内处理，并且相位信号部分通过时间DAC的某种形式诸如数字控制 振荡器（DC0)或数字时间转换器（DTC)处理。由于仅在数字时钟信号的上升沿和下降沿存 在信息，因此这样的相位处理中采用的数字时钟信号例如不提供连续的相位信息。 在本公开中，固定数字时钟信号用来对RF相（其中RF相包括复杂基带信号的相 位和RF载波频率信号的线性相位斜坡的总和）进行采样。所得到的相位采样接着用来例 如在180°的整数倍确定与预定相位交叉相关联的时间样本。因此，本公开的极性调制器确 定当RF相位已前进例如180°的整数倍时的时间样本。 模拟I/Q调制器的输出可以写为y(t) =real{ej2lIfcentertx(I(t)+jQ(t))}, 其中f_tCT#RF信道频率，并且I(t)和Q(t)是复杂基带信号的同相和正交分量。 复杂基带信号也可以写成极坐标形式， 的RF信号。 当27ifceutert+φ⑴=3π/2 + 2ηπ时，该射频信号因此将具有上升沿零过渡，并且 将在2afcei]tert+ (p(t) =π/2 + 2ηπ时发生下降沿零过渡。本公开的极性调制器可以使用上 述信息来计算与例如在180°的整数倍发生的相位数据相关联的时间样本。可选地，如将在 下面将更全面地理解的，其他预定相位交叉可以结合本公开使用。这种时间样本（与预定 相位交叉相关联的）用来产生数据相关时钟，其最终用于对产生极性调制器输出信号的数 字模拟转换器进行定时。此外，虽然本文提供的示例提出在180°的整数倍的预定相位交 叉，但是本公开不限于这样的示例。 现在转到图1，提供了示出根据本公开的一个示例的极性调制器100的框图。调制 器100接收笛卡尔坐标系中的输入数据I和Q，其经过例如用处理器102在数字域中的各种 类型的可选信号处理。例如，处理的I/Q值104使用I/Q至极性转换器105诸如坐标旋转 数字计算机（C0RDIC)转换成包括振幅采样R和相位采样Q的极坐标形式。在振幅 和相位路径中的可选处理块106和108分别可以提供处理诸如预失真，并且还可以提供上 行采样，使得所得到的数字振幅采样110和相位采样112对应于固定数字时钟（CLKflMd)的 时间样本。 仍参考图1，计算块114接收该数字相位采样112,并且确定与预定相位交叉或界 限（demarcation)相关联且在本实施方式中相对于其为180°的整数倍的时间样本。在一 个特定的示例中，时间样本可以与相位的零交叉相关联。然而，更一般而言，计算块114能 够用相位数据中的任何预定的交叉来确定时间样本。 例如，参考图2A~2C，图2A示出缓慢变化的基带相位信号150,而图2B示出RF载 波相位信号152的线性斜坡坡度，例如对于接着周期重复的0至2π的每个周期具有线性 变化的相位的正弦信号。图2C示出组合的基带和载波相位信号154(例如，2Kfc:eflter + (p(t) )，其中对于余弦函数，零交叉在η/2和3π/2的整数倍发生。注意到，由于图2C导致因2A 的基带相位数据的添加而引起的图2B的载波相位的变化，因此零交叉的定时样本在时间 域中不是周期性的，并且因而不对应于与固定采样时钟CLKflMd对应的数字相位数据（p 的时间样本。 现在结合图2C回头参考图1，计算块114使用与固定数据时钟CLKflMd重合 (coincide)的采样(pl12来计算对于每次360°相位旋转的组合的基带和载波相位的 信号154的上升零交叉和下降零交叉（π/2和3π/2)的时间样本。例如，参考图3A，示出了连续的信号组合的基带和载波相位信号160的示例，其中 振幅162将在-π/2到+π/2即每180°经历极性相位跃变（并且其是与之前强调的不同 的相位交叉）。在实际的实施中，图3B示出表示组合的基带和载波相位信号的数字采样 Cp 112。在这本文档来自技高网...
【技术保护点】
一种方法，包括：接收已调制基带信号的多个数字采样；确定与所述已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本；产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号；并且使用所产生的数据相关时钟信号来对数字模拟转换器进行定时，来自数字模拟转换器的方波输出信号包括与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间。
【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：A·门克霍夫，M·布吕纳，M·申佩尔，
申请(专利权)人：英特尔IP公司，
类型：发明
国别省市：美国;US
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