一种谐振转换反激电路制造技术

本发明专利技术提供一种谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振；其中，所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容Cout、谐振电容Cdo和二极管D，主变压器次级绕组的一端与二极管D的正极连接，二极管D的负极通过输出电容Cout与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容Cdo并联在二极管D的两端。本发明专利技术将电路耗散的寄生能量转化为可用能量，大幅减小MOSFET管电应力，减小电磁辐射，提高电源效率，使系统可靠性大幅提高。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术属于开关电源
，特别涉及一种谐振转换反激电路。
技术介绍
—般在反激电路，特别是在断续模式(DCM)和谐振关断模式(BCM)(或者称连续临界)反激电路中，存在三个主要的寄生振荡，影响系统转化效率，开、关损耗，及系统可靠性。第一种寄生振荡:初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss与主变压器初级漏感Lpk之间，在功率开关MOSFET管关断时刻，产生寄生振荡。该寄生振荡使功率开关MOSFET管漏极产生高压尖峰Vos，当这个尖峰与次级反射电压Vro和供电电压Vdc叠加，如果叠加值超过功率开关MOSFET管的设计耐压BVdss与雪崩能量Ear，会导致开关MOSFET管雪崩击穿，最终损坏开关MOSFET管。现有技术中通过增加RCD吸收电路(如图1)，吸收消耗掉部分寄生振荡能量，使高压尖峰Vos减小到功率开关MOSFET管设计耐压BVdss允许范围之内。但RCD无法彻底吸收MOSFET管这一关断反峰电压，这就提高了功率开关MOSFET管需要承受的电压应力，需要选用更高成本的高耐压的产品，同时导致RCD回路产生更多无效功耗，使系统效率降低。如图1中虚线框内所示:由Rsn、Csn、Dsn组成RCD吸收回路。由电路特点所定，即便RCD电路不吸收任何高压尖峰Vos，吸收电阻Rsn上也要消耗掉最小为PSN = Vro2/RSN的功率，所以在5W-200W系统功率情况下，这一功耗会消耗I % -10%的系统效率(η )。图2是现有技术中MOSFET管关断时其漏极上的反峰电压Vds，Vds =Vdc+Vro+Vos，Vdc为系统供电电压；Vro为次级反射电压，Vro = nX (Vo+Vf)，Vo为系统输出电压，Vf为输出整流管正向电压；Vos为变压器初级漏感Lpk与MOSFET寄生电容Coss寄生振荡在MOSFET管Vds上的反冲击电压。由初级漏感Lpk与寄生电容Coss振荡回路可知，当寄生电容Coss串联初级漏感Lpk充电时，其充电最高点为寄生电容Coss稳态电压的2倍，寄生电容Coss稳态电压为Vdc+Vro，所以，现有电路中，在无RCD吸收电路情况下，MOSFET管关断时的反峰电压Vdc =2X (Vo+Vro)；这一振荡功率为:Psdlpk = FzXCossX (Vdc+Vro)2/2 ；Fz为系统开关频率。第二种寄生振荡:初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss主变压器初级漏感Lpk之间，在功率开关MOSFET管导通时刻，产生寄生振荡，这种寄生振荡使功率开关MOSFET管导通瞬间出现超高漏源电流应力，导致MOSFET管过大的开管损耗。图3是现有技术中MOSFET管导通时，因初级漏感Lpk，MOSFET管承受很大开启电流，使开关损耗增大。由初级漏感Lpk与寄生电容Coss振荡回路可知，MOSFET导通，寄生电容Coss串联初级漏感Lpk放电，当寄生电容Coss处于零电压时，MOSFET管全导通，同时初级漏感Lpk与寄生电容Coss放电回路放电电流最大，随后初级漏感Lpk对寄生电容Coss继续放电，直到初级漏感Lpk与寄生电容Coss回路能量释放完结。寄生电容Coss放电前稳态电压为Vdc 土 Vro，取Vdc，这样这一振荡功率为:Poplpk = Fz X Coss X (Vdc) 2/2 ；Fz为系统开关频率。第三种寄生振荡:初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss与主变压器初级电感Lp之间，在功率开关MOSFET管关断后，初级电感LP上所储磁能输出结束后，发生寄生振荡，一直到MOSFET管下一次导通为止，这种寄生振荡，不仅消耗能量，也影响下一次MOSFET管导通特性，增加了其导通损耗的概率。
技术实现思路
有鉴于此，本专利技术提供一种谐振转换反激电路，用于减小反激电路中由于寄生振荡产生的功耗。本专利技术通过以下技术手段解决上述问题:本专利技术提供的谐振转换反激电路，包括初级振荡回路和次级振荡回路；其中，所述初级振荡回路包括并联在电源两端的第一支路和第二支路，所述第一支路包括输入电容Cin，所述第二支路包括主变压器的初级绕组、MOSFET管和电阻Rs，所述主变压器的初级绕组的一端与所述电源的正极连接，所述主变压器的初级绕组的另一端与所述MOSFET管的漏极连接，所MOSFET管的源级通过所述电阻Rs与所述电源的负极连接；所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容Cout、谐振电容Cdo和二极管D，主变压器次级绕组的一端与二极管D的正极连接，二极管D的负极通过输出电容Cout与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容Cdo并联在二极管D的两端。进一步的，所述谐振电容Cdo和所述MOSFET管的寄生电容Coss之间满足:Cdo = n2XCoss，其中，η为所述变压器初级绕组和次级绕组的比例。本专利技术的谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振，具有以下有益效果:1.MOSFET关断时，次级漏感Lsk与谐振电容Cdo的串联振荡与初级漏感Lpk与寄生电容Coss的串联振荡通过主变压器发生谐振，为初级漏感Lpk在MOSFET管导通时的磁储能，提供阻抗匹配的励磁回路，将该寄生振荡能量传递到次级，避免反冲到MOSFET管的Vds上。同时，从反激电路分析看，次级的励磁电流为次级漏感Lsk充磁储能，所以初级漏感Lpk上的寄生磁能量输出给次级漏感Lsk，这时二极管D为导通周期，将这部分能量输出给主输出级，转换为可用能量。所节约的损耗Psdlpk 为:Psdlpk = Fz XCossX (Vdc+Vro) 2/2，其中:Fz 为系统开关频率。2.节约现有RCD回路的额外功耗Prcd为:Prcd = (Vro) 2/Rsn = n2X (Vout+Vf) 2/Rsn3.MOSFET导通时，初级电流ipk通过主变压器励磁到次级漏感Lsk与谐振电容Cdo回路谐振，产生次级电流isk给次级漏感Lsk充磁储能，由于此刻二极管D处于关断状态，这部分能量无法转移输出利用，但MOSFET管开启电流(即次级电流isk)因谐振阻尼变小，实现所谓零电流开启，开关损耗大幅减小，同时系统电磁辐射也大大减小。这部节约分功率Poplpk为:Poplpk = FzXCossX (Vdc-Vor) 2/2，其中:Fz 为系统开关频率。4.MOSFET管关断后，初级电感Lp储能传输给次级后，寄生电容Coss为初级电感Lp充磁触发寄生电容Coss和初级电感Lp串联振荡，次级谐振电容Cdo和次级电感Ls串联振荡并发生谐振，由于此刻二极管D处于关断周期，所以此寄生能量无法输出利用，但它阻尼了初级振荡幅度，使Vds由Vds = Vdc+Vro迅速下降到Vds = Vdc-Vro的最低状态，可有效减小下一周期MOSFET导通时的开关损耗，使其真正趋于所谓零流零压谐振导通状态；同时这部分寄生能量较小，这部分节约功率Psdlp为:Psdlp = Fz X Coss X (Vro) 2/2 = Fz X Coss X η2 X (Vot+Vf) 2/2【附图说明】下面将结合附图进一步理解本专利技术，附图图解了本专利技术的实施例，并与说明书一起用来说明本专利技术的原理。图1是现有反激电路的电路图；图2是现有技术中MOSFET管关断时Vds上的反峰本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种谐振转换反激电路，其特征在于：包括初级振荡回路和次级振荡回路；其中，所述初级振荡回路包括并联在电源两端的第一支路和第二支路，所述第一支路包括输入电容(Cin)，所述第二支路包括主变压器的初级绕组、MOSFET管和电阻(Rs)，所述主变压器的初级绕组的一端与所述电源的正极连接，所述主变压器的初级绕组的另一端与所述MOSFET管的漏极连接，所述MOSFET管的源级通过所述电阻(Rs)与所述电源的负极连接；所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容(Cout)、谐振电容(Cdo)和二极管(D)，主变压器次级绕组的一端与二极管(D)的正极连接，二极管(D)的负极通过输出电容(Cout)与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容(Cdo)并联在二极管(D)的两端。

【技术特征摘要】

【专利技术属性】
技术研发人员：邢先锋，
申请(专利权)人：西安明泰半导体科技有限公司，
类型：发明
国别省市：陕西;61