三电平功率转换装置制造方法及图纸

本发明专利技术涉及三电平功率转换装置。在现有技术的三电平转换电路的双向开关的缓冲电路中，由于不能适用电压钳位型缓冲器，所以缓冲损失变大，为了构成缓冲器需要多个开关元件等，由此存在装置大型化、转换效率降低的问题。本发明专利技术的三电平功率转换装置的双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，第一半导体开关串联电路串联连接有反向并联连接有二极管的第一及第二半导体开关，第二半导体开关串联电路串联连接有反向并联连接有二极管的第三及第四半导体开关，将半导体开关元件的两端电压钳位在直流电源电压的电压钳位型缓冲器与上述第一及第二半导体开关或上述第三及第四半导体开关并联连接。

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及三电平的直流一交流转换装置或交流一直流转换装置的电路构成方法，和半导体开关元件的浪涌电压抑制技木。
技术介绍
图11表示专利文献I所示的现有技术的电路构成。图11表示单相或多相逆变器(inverter)的一相的量。在此，所谓逆变器是将直流电カ转换为交流电カ的电路，但是如公知那样，也可能是将交流电カ转换成直流电カ的动作。以下说明适用于两方面的动作、功倉^:。直流电源I和2的串联电路、电容器3和4的串联电路、以及ニ极管反向并联连接 的半导体开关(在此为IGBT !Integrated Gate Bipolar Transistor)5和6的串联电路并联连接。直流电源I和2的串联连接点与电容器3和4的串联连接点连接，在上述串联连接点与半导体开关5和6的串联连接点之间连接双向开关，上述双向开关反向串联连接分别反向并联连接有ニ极管的半导体开关7和8。而且，由ニ极管202、电容器201和电阻203构成的电压钳位型缓冲器连接于半导体开关8。在这样的构成中，直流电源I和2的电压El和E2 —般作为相同值。双向开关能控制顺向/逆向两方向的电流的导通/断开。在图11中，交流输出端U点的电位与半导体开关5导通时直流电源的正极P点的电位相等，与半导体开关6导通时N点的电位相等，还与半导体开关7和8导通时M点的电位相等。即，本电路是能根据各半导体开关的导通状态将三种电压电平输出到U点的三电平转换电路。该电路的特征在于，构成双向开关的半导体开关7、8的耐压为半导体开关5、6的耐压的二分之一就行。即，当半导体开关6导通时，直流电源PN间的电压El + E2施加在半导体开关5上，当半导体开关5导通吋，同样地直流电源PN间的电压El + E2施加在半导体开关6上，与此相対，当半导体开关5导通时，仅直流电源I的电压El施加在半导体开关7上，当半导体开关6导通时，仅直流电源2的电压E2施加在半导体开关8上，不存在施加直流电源电压El十E2的模式。符号100 105是存在于配线上的寄生电感(以下，称为“配线电感”)。如公知那样，各半导体开关截断电流时，与电流变化率成比例的电压(以下，称为“浪涌电压”)出现在配线电感上，该电压在多数的情况下以加在直流电压(E1、E2或El十E2)上的方式施加在半导体开关。由于该电压成为半导体开关的过压破坏的原因，所以有必要对其进行抑制。为此，使用缓冲电路。图11的缓冲电路例为电压钳位型缓冲器，其与半导体开关8并联连接电容器201和ニ极管202的串联电路，在该串联连接点和直流电源的负极N之间连接有电阻203。电容器201通过电阻203连接到直流电源2的两端，因此对电容器201稳定地以直流电源2的电压E2充电。例如，半导体开关8截断以M点一配线电感104 —半导体开关8 —半导体开关7的ニ极管一配线电感105 — U点的路径流动的电流的情况下，电流继续以M点一配线电感104 —电容器201 —ニ极管202 —半导体开关7的ニ极管一配线电感105 — U点的路径流动，配线电感104和105的电流变化率与没有缓冲电路的情况相比減少。这时，半导体开关8的两端电压大体上与电容器201的电压Vsl相等。通过该动作，电容器201得到充电，电压Vsl比直流电源2的电压E2高。这时，从U点流出的电流因负载的电感或交流电抗器(reactor)(都未图示)在开关前后保持一定。因此，相对在上述路径的电流減少，半导体开关6的ニ极管导通，以半导体开关6 —配线电感103 — U点的路径供给与减少部分相当的电流，因此U点电位大致与N点(负极)电位相等。在该状态下，电容器201的电压Vsl和直流电源2的电压E2的电压差作为对抗电压施加在配线电感104、105，因此上述路径的电流減少，不久成为0A，另ー方面，通过半导体开关6流动的电流与来自U点的输出电流相等，换流结束。此后，以电容器201 —配线电感104 —直流电源2 —电阻203 —电容器201的路·径平缓放电，电容器201的电压Vsl再次成为直流电源2的电压E2。该缓冲器作为电压钳位型RCD缓冲器为人们所公知。图示省略，半导体开关5和6也能适用同样的缓冲器。另ー方面，对于半导体开关7，适用电压钳位型RCD缓冲器很困难，对于浪涌电压的保护很困难。其理由參照图12进行说明。图12是将电压钳位型RCD缓冲器安装在半导体开关7的情況。在半导体开关5和7交替导通的动作中，图中A点(半导体开关7和8的连接点)与M点电位相等，能实行与图11相同的动作。另ー方面，在半导体开关6导通的动作中，半导体开关7逆向导通，A点成为N点电位，因此经由电阻206进行电容器204的充电，电容器204的电压Vs2上升到El + E2。再次导通半导体开关7、8时，U点电位回到M点电位，经由电阻206，电容器204放电，因此电容器204的电压Vs2降低到直流电源I的电压El。S卩，电容器204的电压Vs2上升过度，不能将半导体开关7的电压限制在直流电源I的电压El附近，通过反复电容器204的充电放电,产生很大损失。作为缓冲电路，以大的充电放电动作为前提的、例如RC缓冲器等为人们所公知，也可以适用于这样发生电位变化的部分，但是，一般抑制浪涌电压的性能劣于电压钳位型缓冲器，且充电放电引起的损失増大。因此，需要半导体开关耐压高，如上所述，构成双向开关的半导体开关的耐压为连接在直流电源的PN间的半导体开关的耐压的二分之一就行的优点受到损害。作为解决此问题的ー种手段，有图13所示的电路。其是将缓冲器适用于专利文献2所示三电平转换电路的双向开关部的专利文献3所示的电路。在图13中，双向开关部由分别反向并联连接有ニ极管的半导体开关9 12和电容器13构成。将半导体开关9和10的串联电路，以及半导体开关11和12的串联电路并联连接，构成双向开关，将电容器13与上述串联电路并联连接，构成电路。导通双向开关部的情况下，在半导体开关9和11、或10和12的栅极施加导通信号。半导体开关9和10、11和12不同时导通。如后所述，这是为了避免电容器13的不必要的放电。接着，说明该电路的动作。首先，成为电容器13因上次的开关动作，而被充电为与直流电源2的电压E2相等的电压的状态。电流例如以直流电源的M点一配线电感104 —半导体开关12 —半导体开关10的ニ极管一配线电感105 — U点的路径流动，通过半导体开关12的断开对电流进行截断吋，电流继续以M点一配线电感104 —半导体开关11的ニ极管一电容器13 —半导体开关10的ニ极管一配线电感105 — U点的路径流动，电容器13得到充电，电压上升，同时电流变化率得到抑制。这时，与图11说明相同，半导体开关6的ニ极管导通，U点电位大致与N点电位相等。电容器13的电压和直流电源2的电压E2的电压差作为对抗电压施加到配线电感104及105，因此上述电流減少，不久成为0A。接着，导通半导体开关10和11的栅极时，以电容器13 —半导体开关11 —配线电感104 — M点一直流电源2 —直流电源的负极N —配线电感101 —半导体开关6的ニ极管—配线电感103 — U点一配线电感105 —半导体开关10 —电容器13的路径进行放电，电容器13的电压降低到直流电源2的电压E2。注意放电本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种三电平功率转换装置，直流电源串联电路串联连接有第一直流电源和第二直流电源，半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联二极管的半导体开关，所述直流电源串联电路和所述半导体开关串联电路并联连接，将所述半导体开关串联电路的串联连接点作为交流端子，在所述直流电源串联电路的串联连接点和所述半导体开关串联电路的串联连接点之间，连接有可控制双向电流导通/断开的双向开关，所述三电平功率转换装置的特征在于：所述双向开关由第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的并联电路构成，所述第一半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第一和第二半导体开关，所述第二半导体开关串联电路串联连接有分别反向并联连接二极管的第三和第四半导体开关，与所述第一和第二半导体开关或所述第三和第四半导体开关并联连接电压钳位型缓冲器，所述电压钳位型缓冲器将半导体开关的两端电压钳位在所述第一或第二的直流电源电压。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：山田隆二，
申请(专利权)人：富士电机株式会社，
类型：发明
国别省市：