一种应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法技术方案

本发明专利技术公开了一种应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法，其干涉测量系统由干涉测量模块和位移解算模块组成，干涉测量模块以激光波长作为测量基准值，将待测位移变化量转换为干涉光信号相位差，位移解算模块依据干涉光信号相位差实时解算获得待测位移变化量

【技术实现步骤摘要】
一种应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法


[0001]本专利技术涉及干涉测量
，更具体地说是一种干涉测量系统的抗干扰位移解算方法
。

技术介绍

[0002]干涉测量系统，如激光干涉测量系统和光栅位移测量系统，因其具有高精度
、
高分辨率和测量范围大的优点，被广泛应用于半导体制造
、
超精密加工
、
高精度定位和校准等领域
。
尽管这两种干涉测量系统的测量基准不同，但都是通过将位移信息转换为干涉信号相位信息的方式来实现高精度
、
长行程测量
。
[0003]然而，干涉测量系统在实际应用时，由于受到环境变化
、
器件安装误差和光电器件特性不完善等影响，干涉弦波信号会表现出直流偏置
、
不等幅和非正交的特性，这些特性称为非线性误差
。
时变的非线性误差严重限制了干涉测量系统的测量精度与测量行程
。
[0004]现有技术中，相较于光学校正的方法，电子学方法因其具有低成本
、
自动化程度高
、
易于调整等优势被广泛应用于长行程测量
。
已有的最小二乘椭圆拟合算法为离线方法，无法实现在线测量
。
利用模拟电路进行校正的方法也被广泛应用，但其校正速度受限于电路带宽，并且固定的电路参数无法准确校正变化的非线性误差误差
。
近年来，基于一些数字化芯片，如
FPGA
等进行校正的方法被广泛应用，但也仅校正了微米级行程内的非线性误差
。
[0005]此外，在干涉测量系统中，为了实现高速
、
高分辨力测量，稳定的相位细分系统至关重要
。
现有技术中，采用商用采集卡结合
PC
端进行位移解算的方式是一种有效的方法，但这大大提高了成本，且不利于仪器便携化
。
基于微控制器如
ARM、FPGA
等进行位移解算的方式被广泛应用，但依旧缺少一种抗干扰能力强
、
作用对象多样的位移解算方法
。

技术实现思路

[0006]本专利技术是为避免上述技术所存在的不足，提供一种应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法，通过实时校正干涉信号的非线性误差，基于高速并行系统进行精密相位细分，实现干涉测量系统高精度和长行程测量
。
[0007]本专利技术为解决技术问题采用如下技术方案：
[0008]本专利技术应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法的特点是：所述干涉测量系统是由干涉测量模块和位移解算模块组成，所述干涉测量模块是以激光波长
λ
作为测量基准值，将待测位移变化量转换为干涉光信号相位差，所述位移解算模块依据所述干涉光信号相位差按如下步骤实时解算获得待测位移变化量：
[0009]步骤1：利用光学鉴相模块将干涉光信号分解为相位依次相差
90
°
的四路干涉电流信号，分别是干涉电流
I1、
干涉电流
I2、
干涉电流
I3
和干涉电流
I4
；
[0010]步骤2：对所述四路干涉电流信号各自进行光电转换，一一对应获得四路干涉电压信号，分别是干涉电压
V1、
干涉电压
V2、
干涉电压
V3
和干涉电压
V4
；
[0011]步骤3：对所述四路干涉电压信号进行差分放大以消除共模误差，获得由式
(1)
所
表征的两路弦波信号，即：弦波信号
Vsin
和弦波信号
Vcos
；
[0012][0013]其中：
k1为差分放大的放大倍数；
[0014]步骤4：通过对所述弦波信号
Vsin
和弦波信号
Vcos
进行采样，一一对应获得两路数字弦波信号，即：数字弦波信号
D_sin
和数字弦波信号
D_cos
；
[0015]步骤5：利用弦波校正单元对所述数字弦波信号
D_sin
和数字弦波信号
D_cos
进行校正，一一对应获得两路无直流偏置等幅正交信号，分别是：等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
；
[0016]步骤6：利用弦波细分模块将所述两路无直流偏置的等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
进行相位细分计算，获得干涉信号的相位初始值和干涉信号的相位最终值
[0017]步骤7：以激光波长
λ
作为测量基准，由式
(2)
实时计算获得待测位移变化量
Δ
x
；
[0018][0019]其中，
n
为空气折射率
。
[0020]本专利技术应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法的特点也在于：
[0021]所述步骤5按如下方法获得无直流偏置的等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
：
[0022]步骤
5.1
对一个信号周期
T
内的数字弦波
D_sin
和数字弦波
D_cos
进行参数获取，一一对应获得数字弦波信号
D_sin
的交流振幅
A_sin
和直流偏置
B_sin
，以及数字弦波信号
D_cos
的交流振幅
A_cos
和直流偏置
B_cos
；
[0023]步骤
5.2
：利用所述直流偏置
B_sin
和直流偏置
B_cos
对下一信号周期的数字弦波信号
D_sin'
和数字弦波信号
D_cos'
按式
(3)
进行直流补偿，一一对应获得两路无直流偏置弦波信号，即弦波信号
D_sin_dc
和弦波信号
D_cos_dc
：
[0024][0025]步骤
5.3
：对所述弦波信号
D_sin_dc
和弦波信号
D_cos_dc
按式
(4)
进行幅值校正，一一对应获得两路无直流偏置等幅信号，即等幅信号
D_sin_amp
和等幅信号
D_cos_amp
：
[0026][0027]其中：
K1
是期望幅值与交流振幅
A_sin
的比值，
K2
是期望幅值与交流振幅
A_cos
的比值；
[0028]步骤
5.4本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.
一种应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法，其特征是：所述干涉测量系统是由干涉测量模块和位移解算模块组成，所述干涉测量模块是以激光波长
λ
作为测量基准值，将待测位移变化量转换为干涉光信号相位差，所述位移解算模块依据所述干涉光信号相位差按如下步骤实时解算获得待测位移变化量：步骤1：利用光学鉴相模块将干涉光信号分解为相位依次相差
90
°
的四路干涉电流信号，分别是干涉电流
I1、
干涉电流
I2、
干涉电流
I3
和干涉电流
I4
；步骤2：对所述四路干涉电流信号各自进行光电转换，一一对应获得四路干涉电压信号，分别是干涉电压
V1、
干涉电压
V2、
干涉电压
V3
和干涉电压
V4
；步骤3：对所述四路干涉电压信号进行差分放大以消除共模误差，获得由式
(1)
所表征的两路弦波信号，即：弦波信号
Vsin
和弦波信号
Vcos
；其中：
k1为差分放大的放大倍数；步骤4：通过对所述弦波信号
Vsin
和弦波信号
Vcos
进行采样，一一对应获得两路数字弦波信号，即：数字弦波信号
D_sin
和数字弦波信号
D_cos
；步骤5：利用弦波校正单元对所述数字弦波信号
D_sin
和数字弦波信号
D_cos
进行校正，一一对应获得两路无直流偏置等幅正交信号，分别是：等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
；步骤6：利用弦波细分模块将所述两路无直流偏置的等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
进行相位细分计算，获得干涉信号的相位初始值和干涉信号的相位最终值步骤7：以激光波长
λ
作为测量基准，由式
(2)
实时计算获得待测位移变化量
Δ
x
；其中，
n
为空气折射率
。2.
根据权利要求1所述的应用于干涉测量系统的抗干扰位移解算方法，其特征是：所述步骤5按如下方法获得无直流偏置的等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
：步骤
5.1
对一个信号周期
T
内的数字弦波
D_sin
和数字弦波
D_cos
进行参数获取，一一对应获得数字弦波信号
D_sin
的交流振幅
A_sin
和直流偏置
B_sin
，以及数字弦波信号
D_cos
的交流振幅
A_cos
和直流偏置
B_cos
；步骤
5.2
：利用所述直流偏置
B_sin
和直流偏置
B_cos
对下一信号周期的数字弦波信号
D_sin'
和数字弦波信号
D_cos'
按式
(3)
进行直流补偿，一一对应获得两路无直流偏置弦波信号，即弦波信号
D_sin_dc
和弦波信号
D_cos_dc
：步骤
5.3
：对所述弦波信号
D_sin_dc
和弦波信号
D_cos_dc
按式
(4)
进行幅值校正，一一对应获得两路无直流偏置等幅信号，即等幅信号
D_sin_amp
和等幅信号
D_cos_amp
：
其中：
K1
是期望幅值与交流振幅
A_sin
的比值；
K2
是期望幅值与交流振幅
A_cos
的比值；步骤
5.4
：对所述等幅信号
D_sin_amp
和等幅信号
D_cos_amp
按式
(5)
进行正交补偿，获得两路中间处理信号，即中间处理信号
D_sin_ort
和中间处理信号
D_cos_ort
：步骤
5.5
：对所述中间处理信号
D_sin_ort
和中间处理信号
D_cos_ort
进行参数获取，一一对应获得交流振幅
A_sin_ort
和交流振幅
A_cos_ort
；步骤
5.6
：对所述中间处理信号
D_sin_ort
和中间处理信号
D_cos_ort
按式
(6)
进行幅值校正，获得无直流偏置的等幅正交信号
SIN
和等幅正交信号
COS
为：其中：
K'1
是期望幅值与交流振幅值
A_sin_ort
的比值；
...

【专利技术属性】
技术研发人员：李瑞君，吴沛桓，赵亮，刘云龙，马少华，
申请(专利权)人：合肥工业大学，
类型：发明
国别省市：