局部并行格栅解码器装置和方法制造方法及图纸

具有均衡器的局部并行格栅解码器（３６）使用多个信道估算器（３７７、３７９），但每种状态少于一个单独的信道估算器。采用来自具有按前一个时间周期期间计算的最佳状态量度的状态的状态信息组更新主信道估算器（３７７），采用来自具有按前一个时间周期期间计算的次最佳状态量度的状态的状态信息组更新辅助信道估算器（３７９）。每个更新的信道估算器（３７７、３７９）处理对应的状态信息组，以计算可能的发射码元和其相关联的状态量度。（*该技术在2020年保护过期，可自由使用*）

【技术实现步骤摘要】

本专利技术涉及使用最大似然序列估算(MLSE)，或格栅(trellis)，解码器在公用衰落信道条件下对接收的数字信号解码的方法和装置。维特比算法是可用来从经通信信道接收的信号估算发射的数字序列的熟知型的MLSE解码方法。使用由维特比解码器解码的初始数据(培训码元)(training symbols)构成此后用来对接收信号的主体解码的初始信道估算。由于采用接收信号构成格栅，格栅中从时间t=(n-1)T到连续时间t=nT的每个状态转移的状态转移量度或是根据诸如最小均方误差标准之类的标准被视为无效而放弃，或是用来为进一步的状态转移计算来修改信道估算。在接收信号结束时，反向跟踪该格栅以获得估算的发射数字序列。如果因通信信道条件的改变或其它原因而造成最初或以后解码处理部分期间的信道估算不准确，对接收的数字信号主体的解码可能导致累积的错误。初始信道估算中的误差可造成维特比解码器在不适合跟踪动态通信信道状况的方向修改信道估算器。另外，动态信道估算中任何以后发生的误差可造成与实际的动态通信信道状况的重现不可恢复的偏离。上述常规维特比解码器的一种改进是针对格栅解码器中的每个状态使用分开和独立的信道估算，而不是对整个维特比解码器进行一个唯一的信道估算。随着在维特比解码处理期间通过该格栅，从时间t=(n-1)T到时间t=nT计算每个状态的信道估算。当接收的数字信号结束时，通过反向跟踪整个格栅，用最佳累积信道估算确定估算的发射数字序列。因此，可在多个方向修改初始信道估算，减少了不准确的初始信道估算将导致进一步累积更差的信道估算的机会。1995年7月11日授予Polydoros等人的美国专利No.5，432，821提出了这种全并行维特比方案，并将其与常规维特比解码器对比。由于全并行维特比处理为每个状态生成通信信道的独立估算，并且每个信道估算在每个状态转移期间需要更新和跟踪，全并行维特比处理大大增加了对接收信号解码所需的计算功率。因此，与常规维特比解码相比，需要改进的对接收信号的MLSE解码，但与全并行维特比处理相比应减少计算的复杂性。附图说明图1表示四个时间周期的范围中四状态格栅解码器的状态转移矩阵。图2表示四个时间周期的范围中衰落信道期间的四状态格栅解码器的典型状态转移路径。图3表示根据无线电话中实施的优选实施例的局部并行格栅解码器。图1表示四状态最大似然序列估算(MLSE)格栅解码器，例如四状态维特比解码器在四个时间周期T的范围中的状态转移矩阵100。在矩阵100中，t=(n-2)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个具有到t=(n-1)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径。同样，t=(n-1)T时的四个状态中的每一个具有到t=nT时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径，t=nT时的四个状态中的每一个具有到t=(n+1)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径，t=(n+1)T时的四个状态中的每一个具有到t=(n+2)T时的四个状态s1、s2、s3、s4中的每一个的路径。应注意整个状态转移矩阵的复杂性。当使用该状态转移矩阵时，利用从一个状态到一个相继状态的每个路径的状态转移量度加权来构成格栅。在接收信号结束时，当格栅结束时，解码器贯穿该格栅反向跟踪并选择通过格栅的具有最佳累积状态转移量度的路径。该选择路径中的状态为发射序列提供最大似然序列估算。图2表示四个时间周期T的范围中在衰落信道期间四状态格栅解码器的典型状态转移路径200。在衰落通信信道中，大部分解码误差以组出现在衰落期间。由于这种情况，格栅解码器中从一个时间周期到一个相继时间周期间的大部分路径从一个单个状态产生；利用最小均方误差标准或另一种排除方法通过完全残存(per-survival)处理排除其它三种状态。t=(n-2)T时，仅有一个状态s3具有到t=(n-1)T时的四个状态中每一个的可行路径。t=(n-1)T时，两个状态具有到t=nT时的状态的可行路径；t=(n-1)T时的状态s2具有到t=nT时的状态s2的单个路径，t=(n-1)T时的状态s4具有到t=nT时的三个状态s1、s3、s4的路径。t=nT时，仅有一个状态s4具有到t=(n+1)T时的四个状态中的每一个的可行路径，t=(n+1)T时，仅有一个状态s1具有到t=(n+2)T时的四个状态中的每一个的可行路径。传输路径200表示在所示的其它时间不出现深度衰落的时间t=(n-1)T与时间t=nT之间通信信道中的衰落。在无衰落的条件下，经常仅有一个状态具有延续到相继状态的可行路径。然而，在衰落期间，经常有多于一个状态具有延续到相继的时间周期中的状态的可行路径。在大多数情况下，在衰落和未衰落两种情况下，少于所有四种状态s1、s2、s3、s4具有延续到相继时间周期中的状态的路径。取代为整个解码器使用单个信道估算器或为解码器的每个状态使用单独的信道估算器，局部并行格栅解码器使用涉及多个信道估算器，但对每个状态使用少于一个独立信道估算器的方案，对于每个附加信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的最佳状态量度的状态的状态信息组被用来更新主信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的第二好的状态量度的状态的状态信息组被用来更新第一辅助信道估算器，来自具有按前一个时间周期期间计算的第三好的状态量度的状态的状态信息组被用来更新第二辅助信道估算器，等等。状态信息组具有关于定义目前经过整个格栅的转移所需的状态的数据，状态量度是可用于确定最终对应于最可能的发射序列的最可能的状态的任何量度。状态量度可包括状态转移量度，瞬时码元误差，或其它算法。一旦用状态信息组更新信道估算器，更新的信道估算器处理该状态信息组以计算可能的发射码元和其相关联的状态量度。由于信道估算器的数量比状态少，使用主信道估算器处理任何未指定的状态，但不更新主信道估算器。局部并行格栅解码器比常规维特比解码器执行得更好，并且比全并行维特比处理使用更少的计算功率。图3表示无线电话300中实施的优选实施例的方框图。该优选实施例使用具有用于完全残存处理的最小均方误差标准的四状态维特比解码器370。然而，可根据应用来使用具有不同状态数量的其它类型的MLSE解码器代替四状态维特比解码器370。无线电话300具有耦合到数字处理器305的话筒301或其它输入设备，该数字处理器305处理从话筒301接收的音频信号。将处理后的信号送到用于编码和调制的发射机307和双工器309，以便经天线310在通信信道上传输。双工器309处理经天线310从通信信道接收的编码调制信号并送到接收机320。在接收机320中，射频前端330将接收的编码信号解调成基带频率。然后将基带信号送到数字解码器340。数字解码器340包括模拟数字转换器350，该模拟数字转换器把接收的数字编码信号送到具有实施优选实施例的均衡器的解码器360。在具有均衡器的局部并行格栅解码器360中，将接收的数字编码信号送到主自适应信道估算器377，辅助自适应信道估算器379，和四状态维特比解码器370。如果希望，可使用培训序列初始化一个或多个自适应信道估算器。该培训不是对接收信号解码所必需的，但它在特定条件下可提高精度。到自适应信道估算器377、379的培训输入端3本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种用于对接收的数字信号解码的局部并行格栅解码器，包括：ｓ状态格栅解码器，其中ｓ是大于或等于３的整数，用于接收该接收的数字信号，并计算状态信息组和从ｔ＝（ｎ－１）Ｔ时到ｔ＝ｎＴ时的状态转移的状态量度；耦合到ｓ状态格栅解码器的主自适应 信道估算器，用于使用第一状态信息组和接收的数字信号更新主信道估算，和根据主信道估算处理该第一状态信息组；和耦合到ｓ状态格栅解码器的辅助自适应信道估算器，用于使用第二状态信息组和接收的数字信号更新辅助信道估算，和根据辅助信道估算处理第二状 态信息组，其中由主自适应信道估算器根据主信道估算来处理剩余的状态信息组。

【技术特征摘要】
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【专利技术属性】
技术研发人员：戴维W鲁索，
申请(专利权)人：摩托罗拉公司，
类型：发明
国别省市：US[美国]