双向充放电系统切换控制方法技术方案

本发明专利技术公开了一种双向充放电系统切换控制方法，对三相PWM整流器采用预测直接功率控制，对双向CLLC谐振变换器采用第一谐振频率的定频开关控制；其中，预测直接功率控制包括如下步骤：对三相PWM整流器的交流侧电压矢量建立预测数学模型；预测下一个采样周期内，预测数学模型所需的参数值；根据预测数学模型与预测的参数值计算出三相PWM整流器的交流侧电压矢量的参考值；将交流侧电压矢量的参考值送入到空间矢量调制模块中，并调制出各功率开关管对应的驱动信号。本发明专利技术的控制方法简化了G2V和V2G工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。电系统的动态性能和充放电效率。电系统的动态性能和充放电效率。

【技术实现步骤摘要】
双向充放电系统切换控制方法


[0001]本专利技术涉及电动汽车
，尤其涉及一种双向充放电系统切换控制方法。

技术介绍

[0002]电动汽车是智能电网的重要储能资源和技术应用对象，在电动汽车充电模块中，G2V(Grid To Vehicle)模式是指从电网吸收能量为储能电池充电，而V2G(Vehicle To Grid)模式则是将储能电池中富余的储能反馈给电网，即在电动汽车集群可以在电网发电富余的时段储存电能，在合适的时段向电网反馈电能，因此，基于G2V/V2G的双向充放电系统不仅能降低电动汽车用户的充电成本，还能提供城市电网电压和频率调节等辅助服务，并在紧急情况下为电网提供应急电源。
[0003]在传统的G2V/V2G切换控制策略中，G2V模式是通过三相PWM整流器来控制直流母线电压和网侧功率因数的大小，而电池的输入功率，即充电电压与电流的大小则通过双向CLLC谐振变换器来控制，而在V2G模式中，直流母线电压又变成了由双向CLLC谐振变换器来控制，三相PWM整流器则控制输入网侧功率的大小。但这种方式整体控制结构复杂，三相PWM整流器需要复杂的PLL锁相环与电流内环解耦，系统参数设计困难，而双向CLLC谐振变换器针对电池的控制也需要双闭环来实现。此外，G2V与V2G模式之间的切换需要同时对三相PWM整流器、双向CLLC谐振变换器提供切换信号，更加加大了系统的复杂程度。

技术实现思路

[0004]为克服上述缺点，本专利技术的目的在于提供一种双向充放电系统切换控制方法，提出了前级三相PWM整流器采用电压外环的预测直接功率控制，后级双向CLLC谐振变换器采用工作在最佳谐振点处的定频开环控制的控制方案，进而简化了G2V和V2G工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。
[0005]为了达到以上目的，本专利技术采用的技术方案是：一种双向充放电系统切换控制方法，对三相PWM整流器采用预测直接功率控制，对双向CLLC谐振变换器采用第一谐振频率的定频开关控制；其中，预测直接功率控制包括如下步骤：
[0006]S1、对三相PWM整流器的交流侧电压矢量建立预测数学模型；
[0007]S2、预测下一个采样周期内，预测数学模型所需的参数值；
[0008]S3、根据预测数学模型与预测的参数值计算出三相PWM整流器的交流侧电压矢量的参考值；
[0009]S4、将交流侧电压矢量的参考值送入到空间矢量调制模块中，并调制出各功率开关管对应的驱动信号。
[0010]本专利技术的有益效果在于：通过对双向CLLC谐振变换器采用固定开关频率的定频控制，并将固定的频率设置为在最佳工作点的第一谐振频率，能有效解决因开关频率偏移导致的效率降低问题；通过对三相PWM整流器采用预测直接功率控制来控制AC/DC(交流/直流)侧电压，无需使用PLL锁相环来进行网侧相角锁定，而且开关频率固定，使得整体控制方
案更加简单，简化了G2V和V2G工作模式切换时的控制方案，提高了充放电系统的动态性能和充放电效率。
[0011]进一步来说，步骤S1包括：
[0012]S11、建立三相PWM整流器在αβ静止坐标系下的一号模型，并对其进行离散化处理；
[0013]S12、建立三相瞬时功率在αβ静止坐标系下的二号模型，并对其进行离散化处理；
[0014]S13、设定瞬时功率的预测参考值，并建立交流侧电压矢量的计算模型。
[0015]进一步来说，在步骤S11中，一号模型为：
[0016][0017]忽略交流侧电阻R，并设采样周期为Ts，对一号模型进行离散化可得：
[0018][0019]式(1)中，i
α
(k)和i
β
(k)、e
α
(k)和e
β
(k)、v
α
(k)和v
β
(k)分别是交流侧电流、网侧电压、交流侧电压在k时刻的值；i
α
(k+1)和i
β
(k+1)是交流侧电流在k+1时刻的值。
[0020]进一步来说，在步骤S12中，二号模型为：
[0021][0022]为了简化控制的分析过程，对预测直接功率控制(P
‑
DPC)作以下假设：在控制过程中，系统参数的采样频率远大于网侧电压的频率。因此，设定在一个采样周期内，认为网侧电压几乎不发生变化，即e(k+1)＝e(k)，在此基础上，对二号模型进行求导并离散化可得：
[0023][0024]式(2)中，p(k)和q(k)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k时刻的值；p(k+1)和q(k+1)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k+1时刻的值。
[0025]进一步来说，在步骤S13中，设定k+1时刻瞬时功率的实际值能紧紧跟随预测参考值，即瞬时功率的预测参考值设定为：
[0026][0027]式(3)中，p*(k+1)和q*(k+1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k+1时刻的预测参考值；p(k+1)和q(k+1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k+1时刻的实际值。
[0028]进一步来说，根据式(1)、式(2)、式(3)得到交流侧电压矢量的计算模型为：
[0029][0030]式(4)中，||e
αβ
||为网侧电压的矢量幅值。
[0031]进一步来说，步骤S2包括：
[0032]S21、对双向CLLC谐振变换器采用固定开关频率的定频控制方法，并将固定频率设定为第一谐振频率，以此解决开关频率偏移带来的效率降低的问题；采用三相PWM整流器对电池进行恒流恒压控制，以使电池充电控制得到简化；
[0033]S22、设定电池充电效率为η，在恒流控制中，由能量守恒得到瞬时有功功率的计算式：
[0034][0035]S23、当对电池进行预设值恒流控制时，对瞬时有功功率的计算式进行离散化处理并以给定值表示可得：
[0036][0037]式(5)中，v
tra
(k+1)为k+1时刻的电池电压值，i*
tra
为恒定电流值，η为电池充电效率。
[0038]进一步来说，步骤S3包括：
[0039]S31、设定k+1时刻的电池电压、电流与k时刻的电池电压、电流保持一致，即：
[0040][0041]S32、根据式(4)、式(5)、式(6)计算出三相PWM整流器的交流侧电压矢量的参考值为：
[0042][0043]由式(5)可知，在电池的恒流控制中，使网侧有功功率给定值与电池电压同斜率变化。当电压上升到给定值v
tra
*时，有功功率内环退出饱和状态，由恒流控制切换成恒压控制。考虑到电池一般需要几个小时才能充满，电池电压和电流变化缓慢，且系统采样频率一般在10
‑
20kHz，由此可以近似认为k+1时刻的电池电压、电流与k时刻的电池电压、电流保持一致。
[0044]在预测直接功率本文档来自技高网...

【技术保护点】

【技术特征摘要】
1.一种双向充放电系统切换控制方法，其特征在于，对三相PWM整流器采用预测直接功率控制，对双向CLLC谐振变换器采用第一谐振频率的定频开关控制；其中，预测直接功率控制包括如下步骤：S1、对三相PWM整流器的交流侧电压矢量建立预测数学模型；S2、预测下一个采样周期内，预测数学模型所需的参数值；S3、根据预测数学模型与预测的参数值计算出三相PWM整流器的交流侧电压矢量的参考值；S4、将交流侧电压矢量的参考值送入到空间矢量调制模块中，并调制出各功率开关管对应的驱动信号。2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，步骤S1包括：S11、建立三相PWM整流器在αβ静止坐标系下的一号模型，并对其进行离散化处理；S12、建立三相瞬时功率在αβ静止坐标系下的二号模型，并对其进行离散化处理；S13、设定瞬时功率的预测参考值，并建立交流侧电压矢量的计算模型。3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，在步骤S11中，一号模型为：忽略交流侧电阻R，并设采样周期为Ts，对一号模型进行离散化可得：式(1)中，i
α
(k)和i
β
(k)、e
α
(k)和e
β
(k)、v
α
(k)和v
β
(k)分别是交流侧电流、网侧电压、交流侧电压在k时刻的值；i
α
(k+1)和i
β
(k+1)是交流侧电流在k+1时刻的值。4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，在步骤S12中，二号模型为：设定在一个采样周期内，网侧电压不发生变化，即e(k+1)＝e(k)，在此基础上，对二号模型进行求导并离散化可得：式(2)中，p(k)和q(k)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k时刻的值；p(k+1)和q(k+1)分别为瞬时有功功率和瞬时无功功率在k+1时刻的值。5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，在步骤S13中，设定k+1时刻瞬时功率的实际值能紧紧跟随预测参考值，即瞬时功率的预测参考值设定为：
式(3)中，p*(k+1)和q*(k+1)分别是瞬时有功功率和瞬时无功功率在k+1时刻的预测参...

【专利技术属性】
技术研发人员：董新生，周凌霄，李悦，张珂宸，汤森，
申请(专利权)人：国网智慧能源交通技术创新中心苏州有限公司，
类型：发明
国别省市：