混频器电路制造技术

本发明专利技术涉及一种混频器电路３１，该电路包括一个下变换混频组件３３，该组件用于对输入射频信号Ｉｒｆ＋、Ｉｒｆ－执行下变换处理。为了改进这种混频器电路，在这里建议其附加包含一个与混频组件的输出端相连的有源混频器负载电路３４。所述有源混频器负载电路包括有源混频器负载５１、Ｔ１、Ｔ２以及调制装置Ｓ１～Ｓ４，其中所述调制装置被安排成对有源混频器负载产生的闪烁噪声进行调制，使之远离下变换混频组件输出的信号Ｉｂｂ＋、Ｉｂｂ－的信号波段。本发明专利技术同样涉及一种包含了所述混频器电路的接收机、芯片和设备，以及一种在所述混频器电路中使用的方法。

【技术实现步骤摘要】
【国外来华专利技术】
本专利技术涉及一种混频器电路，该电路包括用于对输入射频信号进行下变换的下变换混频组件。本专利技术同样涉及一种包含该混频器电路的接收机电路、设备和芯片。此外，本专利技术还涉及一种在混频器电路中使用的方法。
技术介绍
特别地，在RF接收机中可以使用混频器电路，其中该混频器电路具有用于对射频(RF)信号执行下变换的下变换混频组件。为了进行说明，在图1中给出了关于示范性的模拟直接变换接收机10的框图。所描述的接收机10包括用于对所接收的RF信号进行放大的低噪声放大器(LNA)11、用于对经过放大的RF信号进行下变换的混频器12、用于对经过下变换的信号进行处理的模拟信号处理组件13、用于将经过处理的模拟信号转换成数字信号的模数转换器(ADC)14、以及用于对数字信号进行进一步处理的数字信号处理组件(DSP)15。为了处理经过下变换的模拟信号，模拟信号处理组件13包含了N阶低通滤波器(LPF)、模拟增益控制器(AGC)、直流(DC)偏移消除器等等。为了处理数字信号，DSP15包含了抽取级、LPF等等。DSP15的输出则构成了数字基带(BB)输出。接收机10可以整合到例如移动终端16中，以便接收和处理移动通信网络传送的RF信号。图2是图1中接收机的前端的一种简明实施方式的示意电路图。图2的电路包含了具有LNA 11的RF放大器21、作为混频器12的吉尔伯特单元22、以及作为模拟信号处理组件13的模拟基带滤波器的两个LPF级25、27。此外，在这里还可以改用更高阶的LPF，而不是所描述的二阶LPF25、27。LNA 11包括两个输入端和两个输出端。该LNA 11对接收到的RF信号RF IN进行放大，并且输出作为电压Urf+和Urf-的放大信号。LNA 11的输出端与吉尔伯特单元22中的下变换混频组件23的两个信号输入端相连。而所述混频组件23经由两个附加输入端来接收交替的本地振荡器信号LO+和LO-，这两个信号能对输入的射频信号RF IN进行下变换。最终得到的基带信号将会作为电压Ubb+、Ubb-并且经由相应的输出端而被输出。另外，在吉尔伯特单元22的内部，所述混频组件23的输出还与混频器负载24相连。混频组件23的第一输出端经由第一LPF级25的第一输入端以及电阻器R3a而与第一LPF级25中的运算放大器26的第一输入相连，所述运算放大器26的第一输出则与第一LPF级25的第一输出端相连。此外，在运算放大器26的第一输入和第一输出之间，处于一条支路(hand)上的电容器C1a与处于另一条支路上的电阻器R1a以彼此并联的方式布置。混频组件22的第二输出端经由第一LPF级25的第二输入端以及电阻器R3b而与运算放大器26的第二输出相连，所述运算放大器26的第二输出则与第一LPF级25的第二输出端相连。此外，在运算放大器26的第二输入与第二输出之间，处于一条支路上的电容器C1b与处于另一条支路上的电阻器R1b以彼此并联的方式布置。第一LPF级25的第一输出端经由第二LPF级27的第一输入端以及电阻器R4a而与第二LPF级27中的运算放大器28的第一输入相连，所述运算放大器28的第一输出则与第二LPF级27的第一输出端相连。在运算放大器28的第一输入和第一输出之间，处于一条支路上的电容器C2a与处于另一条支路上的电阻器R2a以彼此并联的方式布置。第一LPF级25的第二输出端经由第二LPF级27的第二输入端以及电阻器R4b而与运算放大器28的第二输入相连，所述运算放大器28的第二输入则与第二LPF级27的第二输入端相连。在运算放大器28的第一输入与第一输出之间，处于一条支路上的电容器C2b与处于另一条支路上的电阻器R2b以彼此并联的方式布置。这两个LPF级25、27对从吉尔伯特混频器22接收的基带信号Ubb+以及Ubb-执行二阶低通滤波处理。而最终得到的低通滤波的基带信号则被转发到图1的模数转换器14。与超外差架构之类的其他变换架构相比，通过实施这种具有直接转换架构的接收机，可以实现更为廉价的优点，这是因为在直接变换中不需要用于中频(IF)的昂贵的带通滤波器组件。此外，如果将接收机作为片上系统(SoC)解决方案加以实现，也就是在单个芯片上实现接收机组件，那将是非常有利的。出于成本、大小以及其他原因，对这种SoC解决方案而言，使用深亚微米互补金属氧化物半导体(CMOS)技术将会是非常有吸引力的。然而，在使用深亚微米CMOS的实施方案时必须对闪烁噪声加以考虑，由于这种噪声与频率成反比，因此也将其称为1/f噪声。特别地，在例如全球移动通信系统(GSM)的第二代(2G)系统中，闪烁噪声尤其是一个疑难问题，而在第三代(3G)系统中，虽然程度有所下降，但是所述闪烁噪声仍旧是一个问题。这个噪声问题是随着需要低供电电压的现代和未来的CMOS技术而增长的。随着供电电压的降低，噪声也会降低。此外，对较低的供电电压来说，它所具有的一个附加难点是线性度。由于阈值和饱和电压在供电电压很低的情况下会消耗供电电压范围的较大部分，因此，与较高的供电电压相比，在供电电压较低的时候，线性度将会更差。由此，在未来的低电压处理中，传统的直接变换接收机愈发地难以实现。就线性度和噪声而言，对于直接变换接收机来说一个重要且最为苛刻的组件就是混频器。常规的直接变换接收机包含的用于混频器的无源负载由电阻器和电容器组成，以便提供适当的信号增益以及为干扰提供一阶衰减。为预期的增益、预期的噪声以及预期的线性度来设计无源混频器负载是非常困难的，因为这些因素全都通过混频组件以及负载阻抗的偏置电流而被联系在了一起。因此，在用很低的供电电压进行操作的现代的CMOS架构中，常规的混频器结构具有相当严重的噪声和线性度问题。在直接变换接收机中，通过将基于双极性互补金属氧化物半导体(BiCMOS)的芯片用于苛刻的RF和基带块，可以避免出现噪声问题。因此，一般来说，直接变换接收机中诸如DSP之类的数字基带组件是通过使用CMOS技术来实现的。与此相反，在直接变换接收机中，包括LNA、混频器以及模拟基带信令处理组件在内的RF组件通常是使用BiCMOS技术或是其他针对模拟量的半导体工艺来实现的。这样一来，完整的接收机通常是使用至少两个用于RF和数字基带的独立芯片来实现的，而这将会提高制造成本。
技术实现思路
本专利技术的一个目的是提供一种替换的混频器电路。特别地，本专利技术的一个目的是提供一种能在不增大闪烁噪声的情况下实现足够的混频器线性度的混频器电路。由此在这里提出了一种混频器电路，该电路包括用于对输入射频信号进行下变换的下变换混频组件以及有源的混频器负载电路。这个有源混频器负载电路与下变换混频组件的输出端相连。所述有源混频器负载电路包括有源混频器负载以及调制装置，所述调制装置用于对有源混频器负载产生的闪烁噪声进行调制，使之远离下变换混频组件输出的信号所在的信号波段。此外，在这里还提出了一种用于接收射频信号以及提供相应的下变换信号的接收机电路、芯片和设备，并且这其中的每一个都包含了所提出的混频器电路。最后，在这里还提供了一种使用在包含下变换混频组件以及有源混频器负载电路的混频器电路中的方法。所提出的方法包括借助下变换混频组件来对接收到的射频信号执行下变换处理。此外，所提出的方法还包括借助有源混频器负载电路的本文档来自技高网...

【技术保护点】
一种混频器电路（３１），其中包括：下变换混频组件（３３），用于对输入的射频信号（Ｉｒｆ＋、Ｉｒｆ－）执行下变换处理；与所述下变换混频组件（３３）的输出端相连的有源混频器负载电路（３４），其中所述有源混频器负载电路（３４）包括有源混频器负载（５１，Ｔ１，Ｔ２）以及调制装置（Ｓ１～Ｓ４），所述调制装置用于对所述有源混频器负载（５１，Ｔ１，Ｔ２）产生的闪烁噪声进行调制，使之远离所述下变换混频组件（３３）输出的信号（Ｉｂｂ＋，Ｉｂｂ－）的信号波段。

【技术特征摘要】
【国外来华专利技术】

【专利技术属性】
技术研发人员：朱西佩克卡泰尔瓦吕奥托，安特蒂吕阿，塔尔莫鲁特萨莱南，
申请(专利权)人：诺基亚公司，
类型：发明
国别省市：FI[芬兰]